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1引言

傳統的白熾燈效率低、耗電高；熒光燈可以省電，但使用壽命短、易碎，廢棄物存在汞污染；高強度氣體放電燈存在效率低、耗電高、壽命短等缺點[1]。LED是繼白熾燈、熒光燈和高壓鈉燈之后的第四代光源，已廣泛應用于城市景觀照明、大屏幕顯示和一些特殊場合（如礦山、潛水、搶險、軍用裝置的照明等[2]）。作為通用照明光源，高功率發光二極管(LED)具有高光效、長壽命、環保和體積小等優點[3-7]，已引起學術界和工業界的廣泛關注，成為研究的焦點。

高功率白光LED的典型工作電流為200～700mA，驅動電壓則為2.5～4V。單個LED產生的光通較弱，因此，一般采用多個LED串聯或并聯結構[8]。作為商用和住宅應用的作為LED的供電電源，必須滿足以下要求：①寬的交流電壓適應范圍（85～270Vrms）；②在保證功率因數要求的同時，高性能的控制LED電流；③小尺寸、長壽命和低成本；④PWM調光功能。本文主要研究高效的PFC預處理器。

兩級式PFC具備最好的功率因數和電壓調節能力，但成本和效率制約了其在低功率場合應用和推廣[9]。相比較而言，單級結構具有電路簡單、低成本及高效率特點，更適合于LED照明驅動應用。不論是非隔離型Buck，Boost，Buck-Boost，SEPIC、Cuk，Zeta，還是隔離型的Flyback、非對稱半橋、推挽和正激拓撲，都可用于LED照明驅動的PFC處理級。

Boost變換器因其高效性和高功率因數特性，成為最常用的功率因數拓撲，但由于其本質的升壓特性，只適合于大的LED串。Flyback是低功率中另一個最常用的拓撲，特別是需要隔離的場合。它能工作于寬的輸入電壓范圍，而且輸出電壓不受限制，很容易滿足IEC61000—3—2ClassC標準，但開關管電壓應力較高（Vin+nV0），而且必須加入吸收電容來抑制變壓器漏感引起的振蕩和尖峰，更為重要的是變壓器工作于第一象限，變壓器磁利用率不高，因此效率較低，通常約85%[10]。SEPIC變換器拓撲雖然效率不及Boost變換器，但存在如下優點：①擁有較高的功率因數性能；②不存在變壓器漏感的問題；③很容易改變為隔離性結構；④兩個磁性元件增加了成本，但它們能夠集成在同一個磁心上[8,10]，因此不會增加成本。

基于以上優點，很多文獻對SEPICPFC在LED照明驅動中的應用進行了研究。文獻[8,10-12]提出了基于DCMSEPIC和InterleavedSEPIC的LED照明驅動，但效率較低，僅84%。文獻[1]將SEPIC變換器工作于BCM模式，大大提高了效率。中國臺灣科技大學的邱煌仁教授將磁耦合技術和自適應輸出電壓反饋控制引入到BCMSEPIC，大大提高了SEPIC的效率[13]。但以上LED照明驅動都存在如下缺點：①其電容C1上的電壓均等于Vin，因此開關管電壓應力為Vin+V0，電壓應力較高；②電容C1無法實現功率解耦，因此為了滿足輸出電壓的紋波要求，通常需要很大的輸出電容進行濾波，如文獻[8,10,11]所述C0=680μF，故只能選用電解電容，但LED驅動中電解電容的使用會大大降低LED燈的使用壽命。

為了解決以上問題，本文在分析傳統SEPICPFC工作原理的基礎上，對其進行了改進，提出了一種改進型SEPICPFC。改進后的PFC不但降低了開關管電壓應力，而且大大降低了輸出電容的值，因此可以消除電解電容，增加驅動管的壽命。詳細描述了改進型SEPIC的工作原理，分析和設計方法。

在實驗室研制了一臺50W的試驗樣機，實驗結果很好地證明了理論分析和設計的合理性，實際測試效率達到91.6%，PF值達0.98。

2傳統SEPICPFCLED照明驅動

傳統SEPIC變換器用于PFC可工作于CCM、DCM以及BCM(這里工作模式的區分是指一個開關周期內輸出二極管的電流是否為零)。CCM模式雖然功率因數較高，但控制復雜，不適合于低功率、低成本應用。BCM雖然能實現輸出二極管的ZCS工作，提高效率，但由于工作于變頻模式，使得電感的設計變得十分復雜。

工作于DCM模式的SEPIC電路具有本質的PFC特性，功率因數高，而且輸出二極管可實現ZCS，控制簡單，因此很適合于低成本、低功率的LED照明驅動。基于DCMSEPICPFC的LED照明驅動電路如圖1a所示，其中虛線框內為LDO電流控制器和PWM調光電路，用于控制每串LED電流和實現PWM調光。

設交流輸入電壓為:acmlv=Vsin(ωt)，易知Cin上的電壓rectmlv=Vsin(ωt)，其中Vm為交流輸入電壓峰值。假設開關頻率遠大于母線頻率，在一個開關周期內，輸入電壓可認為恒定，用Vi表示。由“準穩態”分析方法和SEPIC電路工作原理可知，在一個開關周期內，電路工作可分為3個模態，如圖1b所示。基于電感L1和L2伏秒平衡，有求解式（1）、式（2）可得中間電容電壓：VC1=Vi。

基于以上分析可知，當傳統SEPIC用作PFC時，中間儲能電容C1的電壓不僅含有開關頻率，而且包含2倍于母線頻率的低頻紋波，其波形如圖1c所示。為了滿足輸出電壓紋波的要求，這個2倍于線頻率的紋波必須由輸出電容C2來處理，因此大容量的輸出電容成為SEPICPFC的必需。

很容易計算，輸出電壓紋波和輸出電容的關系約為以Vo=50V，Pout=100W為例，即使使用1000μF的電容，那么輸出電壓紋波也至少為2.5V。文獻[8,10,11]中對于滿載50W，選用680μF的輸出電容。

通過上面的分析，可得出基于傳統SEPICPFC的LED照明驅動存在如下缺點：①中間電容C1沒有功率解耦的功能，功率解耦只能依靠輸出電容C2，為了滿足紋波要求，必須大容量的電解電容，不適合于小體積要求的LED照明驅動；同時電解電容壽命較短，這將影響LED燈的使用壽命；②效率低，以50V、100W的功率為例，即使使用1000μF的輸出電容，則至少造成LED照明系統整體效率下降5.3%；因為LDO必須處理SEPIC輸出電壓上大的低頻紋波。此結論同樣適用于CCMSEPICLED照明驅動。故傳統的SEPIC對于LED照明驅動不是最佳選擇，為了解決以上兩個問題，下面提出了一種改進型SEPICPFC。

3改進型SEPICPFC工作原理和分析

3.1工作原理

本文提出的新型SEPIC電路拓撲如圖2a所示。該電路與傳統SEPIC不同的是增加了二極管VDx，VDx用來打破傳統SEPIC變換器的低頻功率回路。在介紹改進型SEPIC變換器工作原理之前，先做如下假設：（1）vrect表示二極管橋式整流后的電壓，其表達式為：rectmlv=Vsin(ωt)，其中，Vm是交流電壓峰值，lω是電網角頻率，llω=2π/T。（2）所有元器件都是理想的，因此效率為100%。（3）由于開關頻率遠高于交流電壓頻率，因此在一個開關周期內母線電壓可認為是不變的，即認為Cin上的電壓Vrect是恒定的。（4）電容C1和C0足夠大，因此VC1和V0在一個開關周期內可認為恒定。（5）變換器處于穩態。電路共分為4個工作模態：Mode1[t0,t1]:MOS管V、VDx導通，VD5截止，為電感儲能階段，等效電路如圖2b所示。在t=t0時，MOS管V導通，二極管VD5截止。此時形成兩條回路：①電源Cin、Lb、VD5和V回路，在VCin的作用下，電感電流iLb線性增長；②C1、V和L0回路，電感電流iL0線性增長，同時C2向負載供電。

對應圖3所示電流波形的D1Ts段。

Mode2[t1,t2]：MOS管V關斷，VDx，VD5導通,該階段為Lb和L0共同放電階段，等效電路如圖2c所示。t=t1時MOS管V關斷，此時同樣形成兩個回路：①Cin、Lb、VDx和C1經過二極管VD6到負載，電源和電感Lb同時向C1和負載饋送，C1儲能增加，iLb線性下降；②L0經VD5至負載的回路，L0儲能釋放到負載，iL0線性下降。此時，電感Lb和L0上電壓分別為VCinVC1V0和V0。該過程持續到iLb=0。此階段，iLb和iL0的表達式為

Mode3[t2,t3]：MOS管V關斷，VDx因為電感Lb電流為零而自動關斷，VD5繼續導通，等效電路如圖2d所示，iL0在V0作用下繼續下降，直到為零。同時，由于VDx的反向阻止作用，iLb繼續保持為零。

Mode4[t3,t4]:MOS管V、VDx和VD5均關斷，iLb、iL0均為零，輸出電容C2向負載提供能量，等效電路如圖2e所示。

通過上述工作模態分析，可知：Lb的充放電時間分別為：D1Ts和D2Ts；L0的充放電時間分別為：D1Ts和D3Ts。

3.2改進型SEPICPFC的分析

3.2.1中間電容電壓VC1

如圖3b所示，改進型SEPICVC1電壓不再等于輸入電壓Vin，而是一個固定中間的值。VC1能夠起到功率解耦的作用。基于Lb和L0的伏秒平衡有式中，D2和D3分別是Lb和L0電感電流下降的占空比；D1則是開關管導通的占空比。同時，可以得到在一個線周期Tl，中間電容的電流平均值可表示為其中s1(t)CTi是電容電流在一個開關周期Ts內的平均值。在一個周期內電容電流波形如圖3a所示，在開關管導通時，電容電流iC1(t)=iL0(t)，當開關管V關斷后，iC1(t)=iLb(t)。基于第二部分所表示的每個模態的電感電流iLb(t)和iL0(t)，可以求得根據電容電荷平衡原理可知，在半個線周期內，電容電流的平均值必須為零，因此有式中VC1的隱式表達式，必須借助數值方法才能求解。因此可將其表示為：從式（16）可以看出，對于既定輸出電壓V0和交流電壓vac而言，在Lb和L0均工作于DCM模式時，VC1的值僅取決于Lb與L0的比。

3.2.2占空比D1的近似計算

占空比D1的計算基于以下兩種假設：①占空比D1基本恒定；②快速輸出電壓調節。根據電路工作原理，很容易知道，輸出功率主要來自于兩部分：①在開關管V關斷期間，電感L0直接傳輸到負載；②在開關管V關斷期間，Lb通過中間電容C1傳遞到負載，因此由于快速的輸出電壓調節，故占空比近似為

4新型LED照明驅動實驗研究

本文提出的無電解電容的LED照明驅動如圖4所示。該驅動方案有以下3點不同：①為了消除電解電容，本文采用了增大紋波法，因此22μF的薄膜電容可以用來代替傳統的電解電容，從而提高LED驅動的壽命；②為了提高效率，LED電流調節器采用本文提出的超高效率的Twin-BusBuck開關變換器，其拓撲結構如圖4a所示。該電路的工作原理可以參考文獻[14]；③要求PFC預處理必須提供Twin-Bus電源，因此，必須對前面分析的改進型SEPIC變換器進行進一步改進，將電感L0用變壓器的勵磁電感代替，并將變壓器設計為中心抽頭形式，最終形成如圖4b所示結構。

實驗室完成了一臺50W的原理樣機，該樣機設計指標為：輸入交流電壓Vrms:85～135V，60Hz；負載為3串16×1.1W的LED負載，功率約50W,PFC開關頻率53kHz，功率因數大于0.96，效率大于90%，無電解電容。

根據以上設計指標，結合第三部分的分析，本文設計的滿足上述指標的SEPICPFC參數如下：SEPIC-derivedPFC：共模電感8mH,輸入電容Cin0.22μF/500V，輸入電感Lb156μH,選用PQ2016磁心進行設計實現，VDx選用STTH3L06U600V/3A,C1選用450V/22μF的薄膜電容，功率開關管選用STB11NM60T4，L0感值為220μH，采用PQ32/30實現，變壓器匝數比為25:22:3，輸出電容則為100V、40μF的薄膜電容。

Twin-BusBuck變換器：調光管V_Dim選用100V耐壓的FDS3672；VD03～VD05為10V耐壓的肖特基二極管BAT60A_E6327；VD0為100V耐壓的肖特基二極管PDS5100H，電感L01～L03則選用SLF7045T-330MR82-PF電感，其值為33μH。控制器選用美國國家半導體公司的LM3407芯片，控制每串LED電流為恒定的350mA，其內部集成了導通電阻最大0.77Ω的開關管。

圖5為輸入交流電壓Vrms為85V的實驗波形。從圖中可以看出，輸入電流與輸入電壓相位相同，輸入電流很好的跟隨輸入電壓，實現了功率因數校正，實際測試PF值0.97。中間電容電壓VC1為115V，紋波約50V，正如圖3分析所示起到功率解耦。輸出電壓VDC1很好的穩定在設計值50V上，說明控制器的調節功能很好。圖5b顯示了在輸入電壓峰值點電感Lb電流，開關管電壓Vds和輸出二極管電壓VD02的波形，證明電路工作模式正常，與預期完全一致。

圖6為輸入交流電壓Vrms為120V的實驗波形。從圖中可以看出，輸入電流與輸入電壓相位相同，輸入電流很好的跟隨輸入電壓，實現了功率因數校正，實際測試PF值0.98。中間電容電壓VC1為180V，紋波約40V，正如圖3分析所示起到功率解耦。輸出電壓VDC1很好的穩定在設計值50V上，說明控制器的調節功能很好。圖6b顯示了在輸入電壓峰值點電感Lb電流，開關管電壓Vds和輸出二極管電壓VD02的波形，證明電路工作模式正常，與預期完全一致。

可PWM調光Twin-BusBuck變換器的實驗波形如圖7所示。從圖7a可知，隨著調光管V_Dim的導通和關斷，LED電流能夠快速在0～350mA以400Hz為周期進行變換，完全滿足調光要求。LED電流的穩態波形和低端開關管的波形如圖7b所示，從圖中可知V03管的電壓應力僅為5V，正是VDC1和VDC2之差，和理論分析完全一致。

圖8a給出了LED照明驅動的PFC級效率、功率因數隨輸出功率的變化曲線。正如圖8a所示，系統的功率因數始終保持在0.92以上，最高效率為92.8%。圖8b為LED照明驅動的輸入電流諧波分布圖，從圖中可知，輸入電流諧波遠小于IEC—6100—3—2ClassC的指標要求。

5結論

當前，大容量電解電容的使用，已經大大影響了LED照明驅動的使用壽命，成為制約LED廣泛用于照明的最大瓶頸。本文提出了一種無電解電容的LED照明驅動方案，該方案主電路拓撲采用改進型SEPIC變換器作為PFC預處理級，Twin-BusBuck變換器作為電流調節器。改進型SEPIC的提出和采用，在不降低系統效率的同時，克服了傳統SEPIC用于PFC時必須采用大容量電解電容的缺點，提高了LED照明驅動的使用壽命。詳細分析了改進型SEPIC的工作原理和電路特性。實驗樣機的研制和測試證明，所提出的無電解電容的LED照明驅動，同樣可達到滿載0.96以上的功率因數和整機效率91.6%。