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1引言

目前，電壓型PWM變換器的電流控制方法主要有滯環法[1-10]、三角波比較法[11]、周期采樣法[12]和矢量法[13,14]。

三角波比較法的最大優點就是它具有固定的開關頻率，但系統響應受其電流反饋穩定性的限制。周期采樣法的優點是簡單、易于實現，開關狀態轉換之間的最小時間受到采樣時鐘周期的限制，但開關頻率并沒有明確限制和固定。矢量法[13-14]的優點是它解決了三相電流控制的解耦問題，但其需要交流電壓以及橋臂電感等系統參數信息，且算法復雜，不易實現對指令電流的精確跟蹤。

滯環法的優點是簡單、易于實現、響應速度快、穩定性好，而且不需要系統參數信息，但該方法開關頻率不固定，開關頻率可控性差。由于開關頻率不固定，例如用于GTO等低頻大功率開關器件組成的變換器時，會產生頻率較低且頻譜分布較寬的諧波，難以濾除。

文獻[1]提出的恒頻變環法適用于指令電流變化較小的場合，當指令電流變化較大時跟蹤性能下降。文獻[2]提出的變環定頻電流控制方案，基于鎖相環（PLL）對開關信號鎖相，由于鎖相同步不易實現，導致定頻效果不佳。文獻[3-5]對此提出改進，采用環寬估計，實施前饋控制，但當電流劇烈變化時估計的環寬波動較大，跟蹤指令電流精度下降。

文獻[6]為自適應滯環控制，但實際可看作具有上下峰值的雙峰值電流控制方法，其跟蹤指令電流精度低于經典滯環法。文獻[7]提出了利用紋波斜率計算環寬的方法，其環寬同時依賴于紋波的上升和下降斜率，但開關未動作時，兩種斜率不可能同時求得，當交流電壓和指令電流變化較快時，跟蹤指令電流精度下降；同時文獻[7]指出由于控制時延，精度也會下降。文獻[8]提出雙滯環控制，須同時計算上下兩個環寬，由于上下環寬不一致，精度下降。文獻[9]所提變環法只適用于三相三線。文獻[10]提出針對三相三線的平面拋物線環法，紋波電流限制在多個拋物線組成的平面環內，由于拋物線環的特點，能保持開關頻率基本恒定，但該方法不適用于包含多種頻率的指令電流，且其控制方法過于復雜，產生較大時延。

在分析電壓型PWM變換器補償電流跟蹤特性與變換器直流電容中點電壓和交流電源電壓的關系的基礎上，本文提出了一種新的變環寬準恒頻電流滯環控制方法，該方法先將指令電流轉換為變換器外部電壓，再將該電壓與原交流電壓之和作為新的交流電壓。所提方法應用于電壓型PWM變換器電流控制，得到一種改進的電流跟蹤法。該方法能使PWM變換器輸出電流精確跟蹤電流指令值并維持開關頻率基本恒定。

2電壓型PWM變換器交流電壓與指令電流關系

半橋電壓型PWM變換器如圖1a所示，L為橋臂電感、r為電感內阻，Vup、Vdown為直流側電容電壓、u為交流電壓；其電流跟蹤特性波形如圖1b所示，β1、β2和α分別為上升電流、下降電流和指令電流與時間軸的夾角，定義Kup、Kdown、K分別為上升電流斜率、下降電流斜率和指令電流斜率，則Kup=tan(β1)、Kdown=tan(β2)、K=tan(α)。

開關周期為T，D為占空比，DT時刻上橋臂開關導通，下橋臂開關截止，（1D）T時刻下橋臂開關導通，上橋臂開關截止。

設Vup、Vdown和u隨時間變化，但在開關周期T內，Vdc=Vup+Vdown，電壓u、Vup、Vdown和Vdc不變。

正常工作時，指令電流確定了K，有由于橋臂電流跟蹤指令，則D滿足如下關系于是可由Kup、Kdown、K確定D，即確定PWM信號。令ΔV=VupVdown，由電感L上電壓電流關系得綜上所述，電容中點電壓的變化ΔV與外部電壓u不為零時，實際電流可等效為對應ΔIref疊加在原指令電流上生成新的指令電流refI′，由理想情況下的變流器跟蹤該新指令電流產生的電流。由圖2a的Iref轉化為圖2b的refI′，如圖2所示。

式（10）表明交流電壓可轉換為附加指令電流。

反之，附加指令電流也可轉化為電壓。令ΔIref=Iref并代入式（10）忽略ΔV，可以得到將指令電流轉換為對應交流電壓u′的公式

3考慮指令電流的變環寬準恒頻電流滯環控制方法

應用于電壓型PWM變換器的變環寬準恒頻電流滯環控制方法，由交流電源電壓u調節環寬，環寬公式為[1]

但式（12）中未考慮到指令電流對開關頻率的影響，當指令電流變化較大時，開關頻率會發生較大變化。根據本文前面的分析，可將指令電流轉化為如式（11）所示的交流電壓u′，將該電壓與原交流電壓u疊加，即為新的交流電壓u′+u，再將u′+u替換式（12）中的u得

4仿真結果

采用Matlab仿真，單相變換器橋臂拓撲原理如圖1a所示。仿真參數如下：開關頻率8000Hz；直流側輸入母線電壓Vdown=Vup=180V；L=0.5mH；r=0Ω。

下面給出了原方法(文獻[1]提出的變環寬準恒頻電流滯環控制方法)和改進方法(本文提出的基于指令電流的變環寬準恒頻電流滯環控制方法)在不同條件下進行的仿真對比。4.1節對應于指令電流Iref為0，交流電壓u不為0的條件下原方法的仿真；4.2節對應于指令電流變化，交流電壓為0的情況下的仿真對比；4.3節對應于指令電流和交流電壓同時變化的情況下的仿真對比。

4.1指令電流為零

u=130sin(800πt)V，Iref=0A時仿真結果如圖3所示。圖3a為交流電壓u、指令電流Iref、橋臂電流I、環寬h、紋波電流Iw和PWM波形圖；圖3b為紋波的傅里葉變換頻譜圖。從圖3中可得，僅電壓變化時，原方法使開關周期基本固定，電流紋波分布在開關頻率附近很窄的頻帶內。

4.2交流電壓為零

u=0V，Iref=87sin(800πt)A時仿真結果如圖4所示?？梢娫椒ōh寬沒有變化，不能使開關周期基本固定，電流紋波分布在開關頻率附近比較寬的一個帶寬內，如圖4a所示；改進方法則能克服這一不足，如圖4b所示。

4.3交流電壓和指令電流都不為零

u=130sin(800πt)V，Iref=87sin(800πt)A仿真結果如圖5所示。如圖5a所示，指令電流和電壓同時變化的情況下，僅依靠電壓u產生的環寬不合適，不能使開關周期基本固定，電流紋波分布在開關頻率附近很寬的一個帶寬內；改進方法則能使開關周期基本固定，如圖5b所示。

5結論

本文提出了一種指令電流和外部電壓可相互轉換的方法。在此基礎上提出了一種基于指令電流的用于電壓型PWM變換器的恒頻滯環電流跟蹤控制方法。該方法能使PWM變換器輸出電流精確跟蹤電流指令值并維持開關頻率基本恒定，對濾波器優化設計和體積、重量減小具有重要意義?？蓮V泛應用于各種電壓型PWM變換器，如交直流電機調速、高性能整流器、有源電力濾波器（APF）、高性能逆變電源、UPS以及PFC等。