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1引言

風能以其蘊量大、分布廣泛和無污染等優勢越來越受到世界各國的青睞，成為發展最快的綠色能源之一。但風能的隨機性很強，季節性變化大，風速變化范圍很寬，特別是在年平均風速不高的地區，風能常集中在低風速區。若能拓寬風力發電系統的風能利用范圍，尤其是低風速區的風能利用能力，則能大大提高發電機組的總發電量。

目前常用的風力發電機主要針對風能豐富的風場開發，變速范圍為1:2左右。由于受到變換器容量以及系統成本的限制，通常都不去考慮利用低風速下的風能，因此不適用于年平均風速不高的風能欠豐富地區。本文針對這一問題提出了一種采用新拓撲結構的DWIG風力發電系統，該系統拓寬了對低風速區風能的利用能力，可在寬風速范圍內發電運行，可延長了風力發電系統的工作時間，從而可提高系統的總發電量。

DWIG是本世紀初提出的一種新型發電機，其獨特的結構和諸多優點引起了學者們的廣泛關注。該發電機的轉子為標準籠型結構，定子上有兩套繞組，一套稱為功率繞組，輸出端接有勵磁電容、整流橋和濾波電容，另一套稱為控制繞組，連接濾波電感和電力電子變換器[1]。兩套定子繞組只通過磁路耦合，易實現高性能控制，系統在變速變負載情況下能穩定運行，且輸出的直流電壓具有良好的動、靜態性能[2-4]。功率側的交流勵磁電容經過容量優化后可大大減小控制變換器的容量，在1:3的寬轉速范圍內運行僅為發電機額定輸出功率的三分之一左右[5,6]。鑒于這些優點，DWIG發電系統已被應用于風力發電領域，并取得了初步的進展[7-9]。但是由于之前文獻研究的多為通過弱磁控制實現的額定轉速以上的寬轉速運行，而風力發電系統絕大多數時間工作于額定轉速以下范圍，尤其是要充分利用低風速下的風能實現寬風速運行，先前的轉速范圍顯然是不夠的。此外，低風速下DWIG風力發電系統的運行及控制也有待于進一步研究。

本文針對寬風速運行要求提出了一種新的DWIG風力發電系統拓撲結構，通過高低風速下不同的運行控制策略，使得系統在低速直至額定轉速以上的寬轉速范圍內均能輸出穩定的高壓直流，拓寬了低風速下風能的利用，其額外優勢是并網運行時無需再接升壓變換器，從而簡化逆變系統的結構和控制。

2系統結構與工作原理

本文研究的新型DWIG風力發電系統結構如圖1所示。風力機采用一級增速齒輪與發電機相連，發電機的功率繞組側接有交流勵磁電容，通過整流橋輸出直流電能，控制側繞組串聯濾波電感后與變換器相連，變換器的直流母線端除了接有濾波電容外還有初始建壓所需的蓄電池，起輔助勵磁作用。相比于原有的DWIG發電系統拓撲[1]，增加了一只功率二極管將功率側和控制側母線的正端連接了起來，其負端直接相連。

在低風速區運行時，發電機轉速較低，即使電機內部磁場飽和，DWIG的功率繞組端電壓也達不到指令電壓，此時由控制變換器調節勵磁維持發電機內部磁通不變，利用電壓泵升原理將控制側變換器的直流母線電壓泵升到指令電壓并穩定運行，電能由控制變換器的直流母線輸出，并聯兩側母線的功率二極管處于導通狀態，功率繞組側的整流橋則由于直流側電壓高于其交流側電壓而被自然阻斷。

隨著風速的不斷增加，發電機的轉速逐漸上升，功率繞組側整流輸出的電壓也隨之升高，當其達到設定值并使得功率二極管反向截止時，電能由控制側輸出過渡到從功率側輸出。當系統在高風速區運行時，由控制變換器和交流勵磁電容向發電機共同提供所需的勵磁無功，通過調節控制變換器的無功電流大小來維持輸出的直流電壓恒定。控制側的變換器正常工作的前提是維持其母線電壓恒定，考慮到在兩種控制策略下均需要能夠保持控制側變換器的母線電壓恒定，故在連接兩側母線時加入了單向功率二極管。若無功率二極管，直接將其相連，系統在兩種控制策略切換運行時將會很不穩定。

由于本系統中DWIG的控制側與功率側母線電壓額定值設計為相同值，而控制繞組側存在濾波電感，運行時存在一定的壓降，因此若要兩側的直流母線相連后能夠保證一定的動態調節范圍，并且在高風速下能實現功率側整流輸出電壓的快速調節，設計電機時控制側繞組匝數必須少于功率側繞組，即控制繞組端電壓低于功率繞組端電壓。具體可根據直流母線電壓的額定值以及系統仿真時的各項參數綜合估算得到。

3DWIG瞬時功率控制原理

風力發電系統中的發電機多運行于低轉速狀態下，而磁鏈觀測器在低轉速下存在不可忽略的誤差，所以DWIG風力發電系統摒棄了以往采用的定子磁場定向控制策略，選擇控制繞組端電壓定向控制[9]。

本文中仍然采用電動機慣例，圖2為控制繞組端電壓定向矢量圖，此定向方法對于分析系統中的瞬時有功功率和無功功率非常有效。如圖2所示，矢量Us在此同步旋轉坐標系軸d和q軸上的電壓分量可表示為根據瞬時功率理論[10,11]，在圖2的同步旋轉坐標系中，控制側瞬時有功功率和無功功率可表示為可見，在任意轉速下，調節控制繞組的電流id、iq便可控制系統的瞬時功率。而據文獻[3]可知而在變速運行時，改變控制繞組電磁轉矩Tems即能實現控制側直

流母線電壓UsDC的調節。調節控制繞組磁鏈s即可以控制功率繞組磁鏈p，進而控制功率側輸出直流母線電壓UpDC[3]。因此，綜合式（6）～式（8）可知，在寬風速范圍內運行的DWIG風力發電系統中，通過對控制繞組電流在控制繞組端電壓矢量Us及其法線上分量id和iq的調節，就能實現系統輸出電壓的控制，使系統在不同轉速和負載下穩定運行。

4低風速下DWIG運行控制

發電機的繞組端電壓與內部磁通和轉速近似成正比，若發電機內部磁場未達飽和，在變速變負載運行情況下可通過調節磁通來保持輸出電壓恒定。但低風速下發電機轉速太低，內部磁場由于飽和已失去調節作用，導致發電機端電壓過低，功率側整流橋輸出電壓無法達到指令值。因此本文在低風速下利用電壓泵升的原理，將電能由電壓較低的電機端部泵升至變換器的直流母線，從而使母線電壓達到指令值。此時系統從控制側變換器直流母線輸出有功功率，而功率側的整流橋由于變換器直流母線電壓比功率繞組側電壓高出甚多而處于阻斷狀態。

4.1電壓泵升原理

系統在低風速下控制側變換器的電壓泵升類似于變頻器調速中的能量回饋制動，當制動時滑差突變為負，電動機工作于發電狀態，不管電機繞組的反電勢有多低，其再生的能量均會在主開關管斷開時通過續流二極管回饋至直流側。文中DWIG控制繞組與控制側變換器的硬件連接如圖3所示，變換器為三相電壓型逆變器，由6個IGBT及與其反并聯的二極管組成，發電機控制繞組的漏感和濾波電感作為儲能電感。當變換器選擇零矢量000或111時，相當于電機的三相控制繞組短接，繞組的感應電動勢作為電源，能使電機相電流增加，使回路中的儲能電感蓄能。當變換器選擇非零矢量時，則回路中電感上的儲能會通過反并聯二極管將能量泵升至直流母線。可見圖3所示的硬件拓撲，完全滿足泵升變換器直流母線電壓的條件。通過檢測直流側濾波電容的兩端電壓，形成電壓閉環對控制側變換器的PWM占空比進行實時調節，從而實現將控制側繞組上較低的電壓泵升至較高的直流母線電壓，使其達到并穩定于指令值。

4.2電壓控制策略

低風速時功率側的整流橋已經斷開，系統有功和無功的控制均由控制側的變換器承擔，此時控制繞組與控制變換器之間的功率流動關系示意圖如圖4所示。其中P、Q分別代表有功功率和無功功率，PL、Pr分別表示控制繞組和濾波電感上消耗的和流過控制變換器的有功功率，PC、PR分別表示直流電容和負載上的瞬時有功功率，QL、Qr分別表示經過濾波電感和變換器的無功功率。

由圖4可以看出，系統的無功僅在控制變換器的交流側流動，直流電容不參與無功的交換，而有功功率則可以通過控制變換器從交流側向直流側流動，控制側直流母線電壓的穩定就代表著變換器輸入輸出有功功率的平衡。當Pr大于PR時，多余的能量會對直流側濾波電容進行充電，電容兩端電壓會隨之上升。同樣，一旦系統輸出有功功率PR超過Pr，電容會瞬時放電，直流側電壓將跌落。所以變換器的有功損耗以及直流母線端所帶功負載決定了系統有功電流的大小，通過變換器直流母線電壓UsDC的反饋經PI調節器即可得到有功電流的給定*di。

系統在低風速下保持變換器直流母線輸出電壓恒定的同時，為了保證電機的帶載能力，還需要維持發電機內部的磁通不變。控制繞組每相的感應電動勢有效值為由式（9）可知，在變速變負載運行時要保持電機主磁通m不變，必須相應地改變Es才能實現。然而，繞組的感應電動勢Es是難以直接控制的，若忽略繞組的漏磁阻抗壓降，認為控制繞組的相電壓Us≈Es，則可以通過控制相電壓Us來達到維持電機主磁通不變的目的。

本文采用大小與相電壓呈比例關系的控制繞組電壓矢量幅值sU作為控制電機主磁通m的變量，將采樣后計算得到的sU反饋值與參考值相比較，經過PI調節器得到無功電流給定*qi。而在發電機轉速不斷變化時，需要保持s1Uf曲線斜率不變，以維持發電機內部磁通恒定，sU的參考值可由f1來決定。隨著風速的不斷增大即f1不斷上升，sU亦會不斷增大。由式（4）和式（5）可以看出，sU的增大還會有助于降低系統運行時的有功電流id和無功電流iq，減小控制側變換器的壓力，有利于系統的穩定運行。

低風速下系統運行的控制框圖如圖5所示，經過各自電壓外環的PI調節器后得到的有功電流給定*di和無功電流給定*qi，實現有功和無功的解耦，通過控制繞組的端電壓定向角，即可得到控制繞組給定電流為將給定電流*sI與控制繞組實測電流Is的差值送入兩態數字滯環比較器，得到開關信號SA、SB、SC，控制勵磁變換器交流側的電壓矢量Um，使控制繞組實際電流能夠實時準確跟蹤給定值，從而調整發電機系統在不同運行狀態下的瞬時功率，維持控制變換器直流母線輸出電壓恒定，保證系統可靠穩定運行。

5高風速下DWIG電壓控制

在高風速下，發電機的轉速升高，功率側整流橋輸出的直流電壓達到了指令值，控制側直流母線并聯至功率側的二極管變為關斷狀態，系統發出的電能轉為從功率側輸出。由于控制側與功率側僅有磁路上的耦合，因此在高風速下變速變負載運行時具有更出色的動、靜態性能和帶載能力。

高風速下系統的無功電流由勵磁電容和控制變換器共同提供，由于勵磁電容提供的部分不可調節，因此變速變負載運行時引起的直流電壓變化通過調節控制變換器的無功電流來補償維持其恒定。高風速下采用功率側直流母線電壓UpDC作為控制無功電流的分量，由UpDC的閉環控制通過PI調節器得到*qi。

由于此時控制變換器直流母線已不再輸出有功功率，但是變換器并非理想裝置，正常工作時會因線路電阻、開關損耗等原因產生有功損耗。為了維持控制變換器直流母線電壓UsDC的穩定并保證變換器的正常工作，仍然需要調節有功電流，對UsDC進行實時控制。高風速下系統的電壓控制策略如圖6所示[3]，將定子繞組兩側的母線電壓UsDC和UpDC分別與其參考電壓比較，經過PI調節器后得到有功電流給定*di和無功電流給定*qi，調節控制繞組電流id、iq便可控制系統的瞬時有功和無功，實現DWIG風力發電系統定子繞組兩側的直流母線電壓控制。

6實驗論證

實驗用DWIG的主要參數見表1，控制繞組與功率繞組的匝數比為52:60。采用西門子變頻器MM440拖動普通異步電機來模擬風力機[12]。本文主要考察的是提出的系統新拓撲及控制策略的正確性與可行性，實驗時負載采用電阻性負載。系統中控制側變換器的主電路IPM模塊采用三菱PM150RLA120，控制繞組和功率直流側的電容為1100F/900V。功率繞組交流勵磁電容器，采用星型接法，勵磁電容設計為140F。控制繞組側電流、電壓霍爾傳感器的參考方向按電動機慣例連接，濾波電感為L=4mH。控制器采用Freescale公司的MC56F8346型DSP和Lattice公司的M4A5-128/64型CPLD一起構建控制平臺，系統控制周期為100s。

為驗證系統在低風速下發電運行能力，經實驗驗證在48V蓄電池的初始勵磁下，DWIG在500r/min時即可建壓成功輸出有功功率。由于實際切入風速與風輪機和葉片密切相關，故本文不再給出確切的風速大小。系統的電壓電流波形如圖7所示，控制側變換器直流母線成功泵升至額定600V穩定運行，sU的參考值為200V。圖8為系統在轉速上升到900r/min時突加6.5kW負載時的電壓電流波形。由實驗波形可以看出，系統的動態性能良好，突加負載瞬間，變換器直流母線電壓出現少許跌落，但是很快恢復穩定在給定值。

當轉速上升至將近1100r/min時將系統切換至功率側輸出電能，此時控制側直流母線電壓維持600V不變，但無需再承擔輸出電能的任務。功率側給定600V，依靠變換器調節系統的無功功率來維持輸出直流電壓恒定。圖9給出了由控制側輸出電能切換至功率側輸出的電壓和電流波形。進入高風速區后系統均由功率側來輸出電能，圖10給出了發電機上升至額定轉速時的系統電壓電流波形圖，可見系統在額定轉速帶載運行時輸出電壓穩定，波動較小。當風速由高到低減小時，系統將會從功率側輸出電能切換回控制側變換器直流母線輸出，圖11為1050r/min切換轉速時的電壓和電流波形。

當轉速正好處于切換值附近時，風速的變化可能會引起兩種運行狀態及控制策略之間的頻繁切換。但是由于轉速屬于機械量，時間常數比電氣時間常數要大得多，因此在電磁控制過程中轉速的變化對于系統的擾動影響甚小。同時，為了進一步地減小這種情況的出現所帶來的影響，本文在控制軟件中設置了一個轉速滯環比較器用于判斷切換控制策略，環差定為50r/min。從實驗結果圖9和圖11看，滯環比較器的作用明顯，系統在控制策略切換時運行穩定。

本文測試了DWIG風力發電系統從最低速至電機最高轉速運行時的帶載能力，具體數據見表2～表4。圖12為表2～表4中發電機轉速和輸出功率的實測和擬合曲線圖，額定風速以下輸出功率與轉速的擬合關系為P=9.269×10-9×n3，跟風力機和風速之間的三次方關系基本符合。在額定轉速以上，系統維持輸出恒定功率。

7結論

本文采用控制側與功率側的直流母線輸出端通過功率二極管相并聯的新拓撲結構，在低風速和高風速下采取不同的運行控制，交替從控制側和功率側的直流母線輸出電能，使得DWIG風力發電系統在寬風速范圍內均能輸出穩定的高壓直流，充分利用了低風速下的風能，解決了寬風速利用風能的難題。樣機系統在500r/min即可實現可靠建壓至600V，在500～2000r/min的1∶4轉速范圍內均能輸出穩定的600V高壓直流，并且能夠穩定可靠地運行，其帶載能力符合風力機特性，有助于實現風能追蹤。