前言：想要寫出一篇令人眼前一亮的文章嗎？我們特意為您整理了5篇傳輸機理論文范文，相信會為您的寫作帶來幫助，發現更多的寫作思路和靈感。

傳輸機理論文范文第1篇

關鍵詞：無線通信低功耗移頻鍵控PIC16F73單片機芯片CC1000調制解調芯片

在工業、科學研究以及醫療設備中，目前出現了大量需要進行通信的設備，這些設備通信距離較近、數據量較小、不適合布線。比如自動抄表系統、酒店點菜系統以及現場數據采集系統等，其中有很多設備是可移動的，而且要求何種小便于攜帶。因此，要求其通過設備具有體積小、功耗低、成本低、使用方便等特點。基于這些需求，本文給出了一款超低功耗的無線數字傳輸模塊的設備及實現方法。

該模塊采用Chipcon公司的超低功耗FSK調制解調芯片CC1000和Microchip公司的低功耗單片機PIC16F73，從而保證了系統的超低功耗。同時，為了適應電池供電系統的應用，該模塊支持查詢方式的無線通信，可以使系統的平均工作電流低至10μA。該模塊具有8組信道，可以實現點對點、點對多點的半雙工通信，并且提供標準串行數據接口，支持TTL、RS232和RS485通信接口，可以方便地與其它控制器或計算機連接。

圖1

1模塊硬件設計

模塊結構框圖如圖1所示。

作為工作在物理層和數據鏈路層的底層通信設備，該系統完成數據的調制解調、假數據過濾、數據組合、解碼數據幀、數據校驗等功能。在接收過程中完成數據由電信號向位流、由位流數據向字節，由字節向數據幀的變換，而在發送過程中則完成接收到的逆向過程。數據發送過程中數據流的變化如圖2所示。

調制解調由CC1000完成。系統采用頻移鍵控調制（FSK），載波頻率為434MHz，帶寬為64kHz，數據采用差分曼徹斯特編碼發送，空中發送數據速率可以根據需要設置，最高FSK數據速率為76.8kpbs。CC1000采用三線命令接口和兩線數據接口，可編程配置載波頻率和數據速率等內容。有關CC1000的詳細內容見參考文獻。

模塊控制器在發送時從用戶接口接數據和命令，并將用戶數據轉換成數據幀傳送給CC1000，控制CC1000進行數據發送。在接收時，控制器接收從CC1000傳送過來的數據，分析數據，過濾噪聲，將數據由位流轉換為字節，進行校驗并將用戶數據通過串行口傳送給用戶，使用戶可以實現所發即所收。

模塊是為低功耗系統而設計的，除了具有SLP引腳可以直接休眠模塊外，還有一些專門設計的命令來支持使用查詢方式的通信。PCMD、RX、TX三線組成模塊的三線接口，配置命令時PCMD必須為高電平。配置命令工作時序如圖3所示。

發送數據時PCMD應置為低電平，通過串行口發送數據即可。模塊使用時間間隔區分數據幀，如果有傳輸半個字節的時間沒有接收到數據，則認為此前接收到的為一幀數據，系統將編碼該幀數據并通過CC1000進行調制和發送。因此，如果用戶數據是以數據幀的格式發送的，用戶應當連續發送數據，以避免模塊將一幀數據分割為兩幀數據發送，從而降低發送效率。模塊只能進行半雙工通信，沒有數據發送時模塊處于接收狀態；有休眠信號時模塊進入體眠狀態，此時模塊無法接收和發送數據，只有將模塊喚醒后，才能發送和接收數據。READY信號是模塊工作狀態指示信號。當READY長時間處于低電平狀態時，可以使用RST將模塊復位，重新設置模塊的工作狀態，以避免模塊處于錯誤工作狀態。

2軟件設計

系統軟件采用專門為PIC單片機進行了優化，能夠為PIC系列單片機產生優質高效的代碼，具體內容參考文獻。系統控制器軟件設計是本系統的核心內容，由于控制器要完成與用戶和CC1000雙方的通信及數據封裝，因此系統軟件借用Windows系統的消息循環機制設計，采用消息循環的體系結構。這種結構使得程序結構清晰、可擴展性強、可移植性強。經過長時間的初中，證明這種結構非常適合單片機系統軟件的開發。

圖4為程序初始化和主函數部分的結構框圖。系統程序總線結構采用消息驅動機制。在系統內部寄存器和變量初始化完成后便可以進入消息循環程序查詢系統消息。系統消息一般是CPU外部或內部的事件通過CPU中斷系統激勵CPU運行的。為了能夠使系統產生和響應消息，必須啟動CPU的中斷系統，因而在進入消息循環前啟動CPU定時中斷、串行通信中斷、外部觸發中斷。程序初始化部分在CPU上電或復位后只執行一次，CPU在正常工作時即將終都在消息循環中反復檢測消息是否存在，并根據消息的種類做不同的操作，最后清除相應的消息標志，再進行循環檢測消息。本系統中消息共有三種，分別是程序節拍控制信號、與CC1000通信的信號以及與用戶通信的信號。程序節拍控制信號控制程序的運行過程，包括時間信號、外部中斷信號（休眠、喚醒）以及其它定時動作信號；與CC1000通信的信號包括CC1000狀態轉換信號、接收完成信號、發送開始信號以及發送完畢信號等，負責管理與CC1000的通信和控制工作；與用戶通信的信號包括接收用戶數據完畢信號、用戶數據發送完畢信號以及向用戶發送數據開始信號等，負責與用戶的通信管理。程序的消息循環結構如圖5所示。

3模塊性能

3．1模塊功能

作為一款專門為低功耗系統而設計的無線數字傳輸模塊，該模塊具有低電平供電、低功耗的特點。供電電壓范圍為3V～12V。當供電電壓為3V時，在接收狀態下，模塊電流為9.6mA；在發送狀態下，模塊電流為25.6mA；在休眠狀態下，模塊電流為2μA。通信系統使用查詢方式工作時，處于接收的工作電流計算公式如下，即若休眠時間為dsl，檢測信號時間為tdt，那么平均工作電流為（單位為μA

）：

Ip=(tsl×2+tdt×9600)/(tsl+tdt)

因此，如果一個系統的休眠時間為8s,檢測時間為13μA。這樣，5400mAh的鋰電流可以使用47年！當然，實際使用中應該計算模塊處于接收狀態時的電流，此時模塊的功耗就取決于模塊工作的情況和傳輸數據量的大小，但是其極低的待機功耗對于移動設備來說是十分重要的。

3．2通信可靠性

通信誤碼率可以使用如下近似公式計算：

Pe≈Ne/N

式中，N為傳輸的二進制碼元總線；Ne為被傳輸錯的碼元數，理論上應有N∞。

在實際使用中，N足夠大時，才能夠把Pe近似為誤碼率。經過對模塊的測試，在數據速率為2400bps、通信距離為100m(平原條件)時，通信誤碼率為10-3～10-5。在數據速率提高時，通信誤碼率會增加，但是通信模塊可采用多項技術來提高通信可靠性。在物理層，模塊采用差分曼徹斯特編碼技術發送數據，從而保證通信中的同步問題；而在數據鏈路層，使用CRC（循環冗余編碼）進行數據幀校驗，用以保證數據到達用戶應用層以后的可靠性。當然，用戶在應用層還可以采取多種通信協議來進一步提高通信的可靠性。

3.3通信距離

在無線通信中，通信距離與發射機發送信號的強度和接收機接收靈敏度有著直接關系。本模塊的發送功率為10dBm，而在數據速率為2400bps、帶寬為64kHz、通信二進制誤碼率為10-3條件下，模塊的接收靈敏度為-110dBm。在天線高于地面3m的可視條件下，可告通信距離（誤碼率小于10-3）大于300m。在市區環境中，可靠通信距離在10m左右。

圖5

4模塊應用

無線智能IC卡水表由負責顯示和讀寫IC卡的上位機和負責閥門控制的下位機組成，上位機和下位機之間的通信使用無線數字傳輸模塊完成，系統結構如圖6所示。上位機負責人機接口，包括顯示下位機狀態、顯示剩余水量、讀取IC卡以及與下位機通信等功能，下位機完成水脈沖計數并接收上位機的指令控制閥門開關狀態。由于本系統采用電池供電，所以要求系統的功耗必須非常低。水表的上位機和下位機均采用Microchip公司的低功耗單片機PIC16F73，下位機工作在查詢狀態。

傳輸機理論文范文第2篇

隨著社會的進步和技術的發展，多媒體業務不斷增長，人們對網絡帶寬的要求也隨之增長。

通信網正向著IP化、寬帶化方向發展。通信網由傳輸網、交換網和接入網三部分組成。目前，我國傳輸網已經基本實現數字化和光纖化；交換網也實現了程控化和數字化；而接入網仍然是通過雙絞線與局端相連，只能達到56kb／s的傳輸速率，不能滿足人們對多媒體信息的迫切需求。對接入網進行大規模改造，以升級到FTTC(光纖到路邊)甚至FTTH(光纖到戶)，需要高昂的成本，短期內難以實現。XDSL技術實現了電話線上數據的高速傳輸，但是大多數家庭電話線路不多，限制了可連接上網的電腦數，而且在各房間鋪設傳輸電纜極為不便。最為經濟有效而且方便的基礎設備就是電源線，把電源線作為傳輸介質，在家庭內部不必進行新的線路施工，成本低。電力線作為通信信道，幾乎不需要維護或維護量極小，而且可以靈活地實現即插即用。此外，由于不必交電話費，月租費便宜。

電力線高速數據傳輸使電力線做為通信媒介已成為可能。鋪設有電力線的地方，通過電力線路傳輸各種互聯網的數據，就可以實現數據通信，連成局域網或接入互聯網。通過電源線路傳輸各種互聯網數據，可以大大推進互聯網的普及。此項技術還可以使家用電腦及電器結合為可以互相溝通的網絡，形成新型的智能化家電網，用戶在任何地方通過Internet實現家用電器的監控和管理；可以直接實現電力抄表及電網自動化中遙信、遙測、遙控、遙調的各項功能，而不必另外鋪設通信信道。因此，研究電力

線通信是十分必要的。

1OFDM基本原理

正交頻分復用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)是一種正交多載波調制MCM方式。在傳統的數字通信系統中，符號序列調制在一個載波上進行串行傳輸，每個符號的頻率可以占有信道的全部可用帶寬。OFDM是一種并行數據傳輸系統，采用頻率上等間隔的N個子載波構成。它們分別調制一路獨立的數據信息，調制之后N個子載波的信號相加同時發送。因此，每個符號的頻譜只占用信道全部帶寬的一部分。在OFDM系統中，通過選擇載波間隔，使這些子載波在整個符號周期上保持頻譜的正交特性，各子載波上的信號在頻譜上互相重疊，而接收端利用載波之間的正交特性，可以無失真地恢復發送信息，從而提高系統的頻譜利用率。圖1給出了正交頻分復用OFDM的基本原理。考慮一個周期內傳送的符號序列(do，d1，…，dn-1)每個符號di是經過基帶調制后復信號di=ai+jbi，串行符號序列的間隔為t=l／fs，其中fs是系統的符號傳輸速率。串并轉換之后，它們分別調制N個子載波(fo，f1，…，fn-1)，這N個子載波頻分復用整個信道帶寬，相鄰子載波之間的頻率間隔為1／T，符號周期T從t增加到Nt。合成的傳輸信號D(t)可以用其低通復包絡D(t)表示。

其中ωi=-2π·f·i，f=1／T=1／Nt。在符號周期[O，T]內，傳輸的信號為D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。

若以符號傳輸速率fs為采樣速率對D(t)進行采樣，在一個周期之內，共有N個采樣值。令t=mt，采樣序列D(m)可以用符號序列(do，d1，…，dn-1)的離散付氏逆變換表示。即

因此，OFDM系統的調制和解調過程等效于離散付氏逆變換和離散付氏變換處理。其核心技術是離散付氏變換，若采用數字信號處理(DSP)技術和FFT快速算法，無需束狀濾波器組，實現比較簡單。

2電力線數傳設備硬件構成

電力線數據傳輸設備的硬件框圖如圖2所示。

2.1數字信號處理單元TMS320VC5402

用數字信號處理的手段實現MODEM需要極高的運算能力和極高的運算速度，在高速DSP出現之前，數字信號處理只能采用普通的微處理器。由于速度的限制，所實現的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世紀70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel2920以來，近20年來涌現出一大批高速DSP芯片，從而使話帶高速DSPMCODEM的實現成為可能。

TMS320系列性價比高，國內現有開發手段齊全，自TI公司20世紀80年代初第一代產品TMS32010問世以來，正以每2年更新一代的速度，相繼推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代產品TMS320C54X。

根據OFDM調制解調器實現所需要的信號處理能力，本文選擇以TMS320VC5402作為數據泵完成FFT等各種算法，充分利用其軟件、硬件資源，實現具有高性價比的OFDM高速電力線數傳設備。

TMS320C54X是TI公司針對通信應用推出的中高檔16位定點DSP系列器件。該系列器件功能強大、靈活，較之前幾代DSP，具有以下突出優點：

速度更快(40～100MIPS)；

指令集更為豐富；

更多的尋址方式選擇；

2個40位的累加器；

硬件堆棧指針；

支持塊重復和環型緩沖區管理。

2.2高頻信號處理單元

主要實現對高頻信號的放大、高頻開關和線路濾波等功能，并最終經小型加工結合設備送往配電線路。信號的放大包括發送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪聲放大部分。其中高頻開關完成收發高頻信號的轉換，實現雙工通信。同時使收發共用一個線路濾波器，這樣可以節省系統成本。2．3RS一232接口單元

用戶數據接口采用RS一232標準串行口。串口的數據中斷采用邊沿觸發中斷，串口中斷程序完成用戶數據的發送與接收。將接收到的用戶數據暫存到CPU的發送緩沖區中，等到滿一個突發包時就發送到DSP進行處理。

3參數設計

3．1保護時間的選擇

根據OFDM信號設計準則，首先選擇適當的保護時間，=20μs，這能夠充分滿足在電力系統環境下，OFDM信號消除多徑時延擴展的目的。

3．2符號周期的選擇

T>200μs，相應子信道間隔，f<5kHz，這樣在25kHz帶寬內至少要劃分出5個子信道。另外子信道數不能太多，增加子信道數雖然可以提高頻譜傳輸效率，但是DSP器件的復雜度也將增加，成本上升，同時還將受到信道時間選擇性衰落的嚴重影響。因此，考慮在25kHz的帶寬內采用7個子信道。

3.3子信道數的計算

子信道間隔：

各子信道的符號周期：T=250μs

考慮保護時間：=20μs，則有Ts=T+=270μs

各子信道實際的符號率：

總的比特率：3.71kbps×25子信道×2b／symbol=185.5kb／s

系統的頻譜效率：β=185.5kbps／100kHz=1.855bps／Hz<2bps／Hz

可以看出，這時系統已經具有較高的頻譜效率。25路話音信號總的速率與經串并變換和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符號率相比，每個子信道還可以插入冗余信息用于同步、載波參數、幀保護和用戶信息等。需要指出的是：

①由于OFDM信號時頻正交性的限制條件，在此設計中盡管采用了25個子載波并行傳輸也只能傳25路語音。如果要傳8路語音，經串并轉換和16QAM映射后，各個子信道上有用信息的符號率為1.855bps／Hz，最多還可以插入的冗余信息為O.145bps／Hz，在實際傳輸中這是很難保證的傳輸質量的，因此該設計相對于M-16QAM采用4個子載波傳輸6路話音并不矛盾。

②在此設計中，為冗余信息預留了較多的位，其冗余信息與有用信息的比值為0.59，大于iDEN系統的0.44。這是考慮到OFDM信號對于載波相位偏差和定時偏差都較為敏感，這樣就可以插入較多的參考信號以快速實現載波相位的鎖定、跟蹤及位同步；另一方面對引導符號間隔的選擇也較為靈活，在設計中選擇引導符號間隔L=10。

③OFDM信號調制解調的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要對設計所需的DSP性能進行估計。根據設計要求，至少要能在250μs內完成32個復數點的FFT運算。我們知道，N個復數點的FFT共需要2Nlog2N次實數乘法和3Nl0g2N次實數加法。假設實數乘法和實數加法都是單周期指令，以32個復數點為例，這樣共需要800個指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能夠滿足設計要求(TMS320VC5402的單指令周期為10ns)。

4.1調制部分的軟件設計

此程序作為子程序被調用之前，要發送的數據已經被裝入數據存儲器，并將數據區的首地址及長度作為入口參數傳遞給子程序。程序執行時，首先清發送存儲器，然后配置AD9708的采樣速率，之后允許串行口發送中斷產生，使中斷服務程序自動依次讀取發送存儲器中的內容，送入AD9708變換成模擬信號。之后程序從數據存儲器讀取一幀數據，經編碼，并行放入IFFT工作區的相應位置，插入導頻符號并將不用的點補零。隨后進行IFFT，IFFT算法采用常用的時域抽點算法DIT，蝶形運算所需的WN可查N=512字的定點三角函數表得到。由于TMS320VC5402的數值計算為16位字長定點運算方式，所以IFFT采用成組定點法，既提高了運算精度又保證了運算速度。然后對IFFT變換后的結果擴展加窗，并將本幀信號的前擴展部分同上幀信號的后擴展部分相加，加窗所需窗函數可查表得到。窗函數存放在窗函數表中，是事先利用C語言浮點運算并將結果轉換為定點數存放在表中的。

經實測，從讀取串行數據到加窗工作完成最多占用75個抽樣周期(75×125μs)的時間，而發送一幀信號需512+32=544個抽樣周期(544×125μs)。這說明C5402的運算速度足夠滿足需要。

當上一幀信號發送完畢，程序立即將以處理好的本幀信號送入發送存儲器繼續發送，并通過入口參數判斷數據是否發送完畢。

4.2解調部分的軟件設計

用TMS320VC5402實現的流程分同步捕捉及解調兩個階段。同步捕捉階段執行時，首先清接收存儲器，配置AD9057的采樣速率，然后開串行口接收中斷，使接收中斷服務程序接收來自AD9057的采樣數據并依次自動存入接收存儲器。

每得到一個新的樣點，程序先用DFT的遞推算法解調出25路導頻符號，并對導頻均衡。之后分別同參考導頻符號矢量600h+j600h進行點積，這里用導頻符號矢量的實部與虛部的和代替點積，即可反映相關函數的規律，以簡化運算。求得25路導頻與參考導頻的相關值后暫時保存，并分別與前一個樣點所保存的各導頻相關值比較(相減)，用一個字節保存比較結果的正負號(每路導頻占1bit)。在處理前一個樣點的過程中，也用一個字節保存它同其前一樣點的導頻相關值比較的正負號。對這兩個字節進行簡單的邏輯運算，即可判斷出各導頻是否在前一個樣點處出現峰值。倘若25路導頻中有20個以上的導頻同時出現峰值，則認為該樣點以前的N=512個樣點即為捕捉到的一幀信號，程序進入解調階段；否則等待接收新的采樣點繼續進行同步捕捉。

解調階段首先對捕捉到的幀信號進行實信號的FFT變換，仍然采用成組定點法，之后進行均衡。然后利用導頻算出本地抽樣時鐘的延遲τ，在計算中應盡量避免出現除法，可將常數分母取倒數后提前算出，作為乘法的系數。為了保證其后二維AGC的精度，計算中τ精確到O.1μs。接下來根據τ調整抽樣時鐘，程序將調整量通知串行口發送中斷服務程序后，繼續執行二維AGC，而由中斷服務程序在每次中斷響應時間命令，每次可以調整下一采樣時刻提前(或落后)1μs。

二維AGC分兩步進行。首先根據τ對均衡后的調制矢量進行相位校正，這里需要利用FFT變換所使用的512字的三角函數表，用一個指針指向三角函數表的表頭，根據τ及三角函數表角度間隔算出多少路子信道才需要將指針下移一格，通過這種查表的方法可以簡潔地確定各子信道的校正量。經相位校正后，即可利用導頻進行幅度校正。

接下來經判決，并／串變換及解碼即可解調出本幀數據。然后對均衡器的權值采用LMS算法進行調節。程序通過對這部分信號進行簡單的幅值門限分析，很容易判斷出是否收到了信號。若有則繼續接收；否則結束返回。

傳輸機理論文范文第3篇

Proceedings of the 12th

Italian Conference Sensors

and Microsystems

2008, 563pp.

Hardcover

ISBN 9789812833587

G Di Francia等著

本書為第12屆意大利傳感器與微系統會議論文集。這次會議由意大利傳感器與微系統協會于2007年2月12-14日在Napoli城鎮舉行。本書收錄了本次會議上的近80篇論文,為傳感器與微系統及其相關技術領域的發展提供了一個獨特的視角。

傳感器與微系統是一門多學科交叉的綜合性學科,它涉及材料科學、化學、應用物理、電子工程、生物技術等許多領域。本書將收錄的79篇論文依據其所屬的不同領域共分為9個部分:1.生物傳感器,包含用于血糖生物傳感器的敏感元件的制備與特性等10篇文章;2.生理參數監測,包含了對一種用于糖尿病人呼吸標志物檢測的氧化銦傳感器的研究等4篇文章;3.氣體傳感器,包含用多孔硅推動硅技術的極限:一種CMOS氣體敏感芯片、用基于碳納米管的納米復合層涂覆的薄膜體聲波諧振器制成的蒸汽傳感器、飲水機中水和酒精蒸發速率的檢測等15篇文章;4.液相傳感器,包括用于水和空氣環境化學檢測的基于二氧化錫顆粒層的光纖傳感器等4篇文章;5.化學傳感器陣列和網絡,包含了一個用于易揮發性有機化合物分析的多通道的石英晶體微天平、一種用于酒質量分析的新型便攜式微系統的發展等9篇文章;6.微制造與微系統,包括通過實驗研究濕多孔硅的拉曼散射現象、多孔硅上高流速滲透膜在氫過濾裝置中的應用等13篇文章;7.光學傳感器與微系統,包括金屬包層的漏波導化學和生化傳感應用、結構光纖布拉格柵傳感器:前景與挑戰等14篇文章;8.物理傳感器,包括通過多像素的光子計數快速閃爍讀出等6篇文章;9.系統和電子接口,包括能夠估計并聯電容值的非校準的高動態范圍電阻傳感器前端等4篇文章。

本書介紹了傳感器與微系統在意大利的發展狀況與趨勢,對于從事傳感器與微系統方面的研究人員及工程師們,它是一本十分有價值的參考讀物。

孫方敏,

博士生

(中國科學院電子學研究所)

傳輸機理論文范文第4篇

一、研究目的及意義

海洋占地球表面積的70%，擁有廣闊的空間和豐富的礦產與生物資源，在人類的活動中占有越來越重要的地位。而在對海洋進行的每一項軍事與民用開發活動中，都離不開通信與數據傳輸作為保障。由于海水是電的導體，在混濁、含鹽的海水中，光波與電磁波的衰減都很大，傳播距離十分有限。只有頻率在30hz~300hz 的超低頻電磁波才能夠在海水中遠距離傳播[1]，這樣的頻率范圍要求巨大的天線和發射功率，且只能實現從空氣到水下的單工通信。相比之下，聲波在水中的傳播特性就好得多。利用深海聲道效應，甚至遠在五千公里以外，人們也能清晰地接收到由幾磅tnt炸藥爆炸所輻射的聲信號[2]。迄今為止，聲波是在海水介質中進行遠距離無線通信唯一有效的信息載體。

在水聲數字通信系統中，由于聲波傳播的多途效應造成的碼間干擾是獲得高速數據傳輸的主要障礙，有效的解決方法是在接收機中使用均衡器。采用傳統的自適應均衡技術抑制多途效應的影響，需要周期地發送訓練序列，降低了水聲信道的帶寬利用率。而盲均衡技術不需要訓練序列，可有效地提高信息的傳輸速率[3]，因此，研究相應的盲均衡算法在水聲信道中的性能是非常必要的。

時變衰落信道水聲信道的多途效應和多普勒效應都很嚴重，在某些情況下，接收端和發射端之間的漂移以及傳輸介質的改變，都會引起嚴重的相位起伏，相位在0°～360°之間隨機分布，給相干接收帶來很大的困難，必須進行信道均衡和相位跟蹤，否則無法進行正確的解碼。因此相干水聲通信中的載波同步與恢復對數據解調至關重要。過去人們研究一個衰落信道的均衡問題時，都是以信號載波已經得到恢復為前提的，而且接收機的載波恢復和信道均衡分開進行，然而這種做法對時變性很強的水聲信道來說是不合適的[4]。

傳統的cma算法性能穩定且容易實現，但由于cma的代價函數中只利用了信號的幅度信息，而沒有相位信息，因此對相位而言是“盲”的[5]，難以完成載波恢復。為了克服相位誤差引起的性能下降，均衡后必須使用載波跟蹤環路來恢復載波相位。

綜上所述，載波恢復盲均衡算法的研究對提高水聲通信質量是非常必要和有實際意義的。

二、研究現狀

最初解決這類問題的方案是由均衡器和一個單獨的載波跟蹤環組成[4]，如一階鎖相環(pll)。盲均衡算法與載波相位無關，因此能夠在載波恢復環路鎖定之前進行快速的初步收斂，使信號星座較為正常，有利于進行載波恢復和相位信號檢測[12]。

后來，由falconer提出將載波恢復系統和自適應均衡器的參數調整相聯合，使二者的功能相互補充，從而提高相干水聲通信系統的性能[6]。隨后又陸續提出了一些常數模與載波恢復聯合的算法[8-10]，如文獻[8]中提出的修正的常數模算法(mcma)、文獻[11]中提出的改進的載波恢復cma算法、他和amin提出的利用信號星座圖匹配誤差的算法[7]等。

文獻[13]根據16qam信號星座圖的特點，通過對修正的常數模算法(mcma)的性能進行分析，在cma代價函數的基礎上進行修改，得到了一種具有相位糾正能力的誤差函數。使用該誤差函數進行冷啟動，算法收斂能力較強，收斂速度與cma接近。進一步地，當判決錯誤率達到足夠低的水平時，再切換到判決導引算法模式，并采用判決域的方式進行切換，降低了算法的穩態誤差。

文獻[14]提出了一種用于qpsk信號的快速載波恢復常數模盲均衡算法fcrcma(fastcarrierrecoveryconstantmodulusalgorithm)。首先根據qpsk信號的特點和“歸一化lms算法”的思想，提出了一種能夠快速收斂的誤差函數，用所構造的新的誤差函數代替mcma算法的誤差函數，得到了一種新的載波恢復盲均衡算法。

文獻[15]利用極性算法能將乘法運算變為比較運算，將多位運算變為一位運算的特點，將極性算法引入到一種基于統計特性均衡準則的線性均衡器與判決引導均衡器中，并與鎖相環(phase-locked loop，pll)技術相結合，提出一種基于聯合極性迭代的載波相位恢復盲均衡算法。 該算法利用極性算法來減小計算量， 利用判決引導算法來減小均方誤差， 利用鎖相環技術來克服多徑衰落信道引起的載波相位旋轉，兼具了線性均衡器、判決引導算法、極性算法及鎖相環的優良性能。

三、研究內容

(1)研究水聲信道的物理特性，如傳播損失、多徑擴展和多普勒擴展等以及水聲信道的數學模型。

(2)研究抗多徑盲均衡理論的置零準則和最小均方誤差準則，分析兩種準則下均衡器的性能。

(3)研究載波相位恢復盲均衡的原理。

(4)對經典的載波恢復算法進行分析研究和性能對比。

(5)針對所研究的載波恢復算法的性能缺陷進行分析，并提出相應的性能改進(降低均方誤差、降低誤碼率、加快收斂速度或降低運算量等)方法。

四、研究方案與路線

(1)研究幾種深海信道和淺海信道模型，分析每種信道的多途特征，確定相應的抗碼間干擾的方法。進一步地，分析信道引起的相位旋轉問題。

(2)研究修正的常數模算法mcma、正方形等高線算法sca、多模算法mma等代價函數，從理論上說明其完成載波相位恢復的機理。

(3)研究載波恢復盲均衡算法代價函數的凹性，了解算法是否收斂到局部最小值、能否收斂到全局最優等。

(4)分析基于小波變換的盲均衡、基于支持向量機的盲均衡等方法的特點。

(5)在前面分析研究的基礎上，分析以上各載波恢復盲均衡算法的性能，找出其不足并提出相應的改進算法。

(6)通過計算機仿真檢驗所有算法的性能。

五、主要參考文獻

[1] m　stojanovic.underwater acoustic communications[c]. oceans'95 conference proceedings， 1995：435-440.

[2] 劉伯勝，雷家煜.碩士論文水聲學原理[m].哈爾濱：哈爾濱工程大學出版社，2002.

[3] m stojanovic.recent advances in high-speed underwater acoustic communications [j].ieee journal of oceanic engineering (s0364- 9059)，1996,，21(2)：125-136.

[4] tsai k d ，yuan j t. a modified constant modulus algorithm(cma) for joint blind equalization and carrier recovery in two-dimensional digital communication systems. signal processing and its applications,proceedings. seventh international symposium on，volume 2，july 1-4;2003：563–566

[6] kocic m，brady d ，stojanovic m. sparse equalization for real-time digital underwater acoustic communications. oceans '95 conference proceedings，vol. 3：1417-1422

[5] mathis h.nonlinear functions for blind separation and equalization.ph.d.dissertation. swiss federal institute of technology，001

[7] he l，amin m.a dual mode technique for improved blind equalization for qam signals.ieee signal processing letters， 2003;10(2)：29-31

[8] godard d n.self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems. ieee transactions on communications，1980;28(11)：1867-1875

[9] oh k n， chin y o. modified constant modulus algorithm：blind equalization and carrier phase recovery algorithm. ieee international conference on 'gateway to globalization', seattle，1995;vol.1：498-502

[10] lin j c ，lee l s. a modified blind equalization technique based on a constant modulus algorithm.ieee international conference on conference record， 1998; vol.1：344-348

[11] lin j c. 51lunwen.com/shuoshikait/ blind equalization technique based on an improved constant modulus adaptive algorithm.proc.iee， 2002;149(1)：45-50

[12] johnson c r jr, schniter p， endres j t，et al.blind equalization using the constant modulus criterion：a review. proceedings of the ieee, 1998;86(10)：1927-1949

[13] yecai guo.blind equalization algorithm suitable for 16qam signals for carrier recovery of underwater acoustic channel，2008

[14] yanping zhang.a fast blind equalization　algorithm　for carrier recovery of underwater acoustic channel，2004

[15] yecai guo. mixed sign iteration based blind equalization algorithm

for carrier phase recovery of qam signals

二、論文工作實施計劃

(一) 論文的理論、硬件要求、應達到的程度和結果

水聲信道的物理特性，如傳播損失、多徑擴展和多普勒擴展等以及水聲信道的數學模型。抗多徑盲均衡理論的置零準則和最小均方誤差準則，載波相位恢復盲均衡的原理。對經典的載波恢復算法進行分析研究和性能對比。針對所研究的載波恢復算法的性能缺陷進行分析，并提出相應的性能改進(降低均方誤差、降低誤碼率、加快收斂速度或降低運算量等)方法，通過計算機仿真檢驗所有算法的性能。在學術期刊發表學術論文。

(二)論文工作的具體進度與安排

起訖日期 工作內容和要求 備注

2010.4-7 翻閱資料，了解水聲通信的原理及特點

2010.7-10 翻閱資料，了解載波相位恢復和盲均衡的原理和特點。

2010.11-12 翻閱論文，完成開題報告。

2011.1-3研究幾種深海信道和淺海信道模型，分析每種信道的多途特征，確定相應的抗碼間干擾的方法。進一步地，分析信道引起的相位旋轉問題。

2011.4-6 研究修正的常數模算法mcma、正方形等高線算法sca、多模算法mma等代價函數，了解其完成載波相位恢復的機理。

2011.7-10 研究載波恢復盲均衡算法代價函數的凹性，了解算法是否收斂到局部最小值、能否收斂到全局最優等。

傳輸機理論文范文第5篇

【關鍵詞】TCP 往返時延 擁塞控制

一、概念簡介

TCP協議實現了流量控制和擁塞控制功能，可以保證數據的有序可靠的到達目的端。因此，目前網絡傳輸層中多數的應用均用TCP協議進行。

往返時延（RTT）是研究TCP連接行為的重要測度，它是指從TCP發端發出報文到接收到通信對端立即返回的確認報文所經歷的時長。

擁塞控制（congestion control）是防止過多的數據注入網絡中，這樣可以使網絡的路由或鏈路不過載。對于通信端點來說，擁塞往往表現為通信時延的增加。

二、TCP往返時延

（一）概述

TCP相對于UDP來說是可靠傳輸，但代價也是存在的。TCP采用一種自適應的算法，它記錄一個報文段發出的時間，以及收到相應確認的時間，這兩個時間之差就是往返時延（RTT）。TCP保留了RTT的一個加權平均往返時間RTTs。時延的測量有挺多，以下給出兩種。

（二）SYN-ACK方法

SYN-ACK方法，通過監測TCP三次握手建立連接的過程來估計RTT。用監測到的最后一個和第一個ACK之間的時間間隔來計算RTT。使用此方法的前提： SYN-ACK和ACK的傳輸沒有被延遲；SYN-ACK在傳輸中沒有丟包，ACK在到達監測點前沒有丟包；SYN和ACK在傳輸的過程中時間抖動不大。SYN-ACK方法的不足之處在于：丟包可能導致RTT估計過長，超過3秒的RTT被認為是不準確的。有些操作系統會使用DelayACK方式工作，導致RTT估計錯誤。為了減少錯誤，，SYN-ACK方法使用HTTP請求和應答之間的時延作為RTT估計的上界。

（三）SPECTRAL ANALYSIS方法

SPECTRAL ANALYSIS方法基本思想是：（1）使用前256個分組的到達間隔生成RTT初始估計值。（2）使用滑動窗口估計來設置RTT估計的上界。（3）使用序列號/應答號之間的關系來尋找DATA-ACK-DATA關聯，設置RTT估計的下界。（4）使用自相關函數和Lomb-Scargle周期圖來估計RTT。

三、TCP擁塞控制

（一）概述

擁塞的直接原因主要有：（1）存儲空間不足；（2）帶寬容量不足；（3）處理能力較弱。為對傳輸層進行擁塞控制，因特網建議標準定義了四種算法。

（二）擁塞控制算法

1.慢啟動

舊的TCP在啟動一個連接時會向網絡中發送許多數據包，由于一些路由器必須對數據包排隊，所以這樣就有可能耗盡存儲空間，從而導致TCP連接的吞吐量（throughput）急劇下降。避免這種情況發生的算法就是慢啟動。當建立新的TCP連接時，擁塞窗口（cwnd）初始化為一個數據包大小。源端按cwnd大小發送數據，每收到一個ACK確認，cwnd 就增加一個數據包發送量. 很顯然，cwnd的增長將隨RTT呈指數級（exponential）增長：1個、2個、4個等等。 源端向網絡中發送的數據量將急劇增加。

2.擁塞避免

發送端的cwnd每經過一個往返時延RTT就增加一個最大報文段長度MSS的大小，而不是加倍，使得cwnd按線性規律緩慢增長，當出現一次超時時，令慢開始門限ssthresh等于當前cwnd的一半。可歸納如下：

當cwnd小于ssthresh時，使用慢開始算法。

當cwnd大于等于ssthresh時，改用擁塞避免算法。

3.快重傳和快恢復

當數據包超時時，cwnd 要被置為1，重新進入慢啟動，這會導致過大地減小發送窗口尺寸，降低TCP連接的吞吐量. 所以快速重傳和恢復就是在源端收到3 個或3 個以上重復ACK 時，就斷定數據包已經丟失，重傳數據包，同時將ssthresh 置為當前cwnd 的一半，而不必等到RTO 超時。

總的來說，TCP 擁塞控制算法如下：

1.初始化： win = min（ cwnd，awin）

cwnd = 1；

ssthresh = 65535bytes （缺省值）；/

2.當新確認包ACK 到達時：If（ cwnd < ssthresh）

/ Slow Start /

cwnd = cwnd + 1；

Eise

/ Congestion Auoidance /

cwnd = cwnd + 1 / cwnd；

3.超時： ssthresh = max（2，min（ cwnd / 2，awin））；

cwnd = 1；

四、結語

計算機網絡給我們帶來便利的同時，也存在一些問題，如網絡時延、擁塞、帶寬等問題。本文給出了一些問題的原因以及解決算法。在設計網絡時延的測量軟件時，本文可以起到較好的理論指導。

參考文獻：

[1]張軼博，雷振明.一種被動式RTT測量算法.北京郵電大學學報，2004，27（5）.

[2]范君暉.TCP/IP擁塞控制算法淺述[期刊論文]-上海工程技術大學學報，2004（3）.