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dc電源范文第1篇

板級電源設計的成熟度和可靠度直接影響著電子產品的穩定性。在設計復雜的板級dc/DC時，為了減小設計風險，提高設計成熟度，加快開發一次成功率，越來越多的方案引入了DC/DC電源模塊。目前主流的DE/DC模塊電源生產商主要分為DOSA聯盟和POLA聯盟兩大陣營。

POLA模塊是非開放標準的設計，所以要深入分析電路有一定難度。但是考慮到POLA模塊電源的電路設計基本相同，所以筆者以PTH03030 POLA模塊電路為例，對其電路設計進行了深度剖析。

PTH03030模塊電源總體架構分析

PTH03030模塊電源是一種非隔離的POLA電源，可輸出30A電流，模塊面積大約9cm2，采用PCB多層板設計，可以滿足目前高密度板級電源的應用需求。例如多處理器、高速DSP系統等。

PTH03030模塊采用高密度的雙面-表貼設計，通過一個外接的電阻實現輸出電壓在0.8～2.5V之內可調，輸出效率可以達到93％，工作溫度范圍為-40～+85℃。

PTH03030模塊的產品外觀如圖1所示。

PTH03030模塊的系統結構如圖2所示。其中，自動電壓跟蹤模塊能夠跟蹤電源電壓的卜下電時序，實現輸出電壓時序控制；也可以實現成多個POLA模塊的輸㈩電壓互相追蹤，或者共同追蹤外部電壓的上下電時序。這個特點非常適合系統中需要多個電壓供電且對于上電先后順序有嚴格要求的板級電源設計方案。

ON/OFF使能模塊用于控制模塊電源的輸出，在需要單獨關閉部分板級電略功能的場合非常適用。

電壓輸出微調模塊支持輸出電壓降檢測和補償調節。該模塊還具有輸出電壓正偏或負偏的微調控制功能，可以使用在系統微調測試的場合。

PTH03030模塊保護功能比較齊全，可以實現過溫保護、過流保護、欠壓鎖定保護。

PWM BUCK控制模塊設計分析

PTH03030H模塊的降壓PWM控制模塊(U3)的局部電路如圖3所示。

U3控制器內部主要有基準電源電路、軟啟動電路、30IkHz振蕩電路、充電泵電路、過流檢測電路等。

U3內部有0.8V的基準電源，用來和輸出電壓的反饋端于PWM_FB進行環路反饋比較。主流POLA模塊電源的輸出電壓最低值是0.8V。

U3的軟啟動電路可控制上電速率，軟啟動延時時間大約為5～10ms，整個上電過程在15ms完成，典型軟啟動時間為6.5ms。在軟啟動功能運行時，TRACK管腳必須連接輸入電源電壓管腳，屏蔽POLA模塊的自動電壓跟蹤功能。此時，模塊電源的上電受內部的軟啟動上電模塊控制。

U3內部的充電泵電路主要通過外接C20電容實現低輸入電壓的提升，滿足內部部分電路高電壓的要求。在3.3V輸入的條件下，需要C20啟動內部充電泵，在5V輸入條件下，C20泵電容可以不接。

U3內置的過流檢測電路可檢測上臂MOSFET的導通電阻RDS(ON)上的電流。如果流過上臂MOSFE7的電路超過閾值，其管壓降超過R12電路的壓降，導致U]內部的過流比較器翻轉，關斷PWM輸出，實現過流保護。

實際測試小，R12的電壓設定在160mV左右，對應45A的過流保護閾值。如果需要實現不同的過流保護閾值，只需要更改R12的電阻值即可。

MOSFET功率模塊分析

MOSFET功率模塊的電路如圖4所示。其中，Ul為MOSFET驅動IC，采用TI公司的TPS2834，可實現同步整流MOSFET并聯對管的驅動。U1的第2管腳接PWM單路輸入，經過內部的雙路移相后，輸出驅動后級同步整流上臂MOSFETQ2、Q3和下臂MOSFETQ1、Q4。

TPS2834的輸出驅動特性比較優異，在輸入3.3V，輸出0.8V，滿載30A負載電流時，MOSFET的驅動波形非常理想，無明顯的振鈴現象，TPS2834良好的MOSFET驅動特性保證了PTH03030可實現高達90％以上的轉換效率。

DT管腳就是上下臂MOSFE了的死區控制管腳，連接到上下臂MOSFE了的中點，可防止出現上下臂MOSFET由于關斷延時而瞬時直通造成的過流隱患。

升壓模塊分析

升壓電路出U2及其電路組成(見圖5)。U2是一款SOT-23封裝的升壓控制器，內置MOSFET，可極大地簡化升壓模塊的電路，實現高密度的模塊應用。

U2的開關頻率最大可以達到1MHz，在輸出相同電流的條件下，可以極大減小升壓電感的體積和輸出濾波電容的容量和個數。升壓控制器內置過流保護功能，當升壓輸出電流達到400mA時，進入過流保護，使升壓芯片不受進一步的損壞。

PTH03030模塊的升壓電壓為6.5V，實際測試最高可以達到28V的升壓出，升壓后的電源提供整個模塊的MOSFET驅動IC UI，電壓跟蹤比較運放的供電。

自動電壓跟蹤模塊分析

PTH03030模塊的一個主要特點就是支持自動電壓跟蹤控制，由施加參考電壓在TRACK來實現。施加在TRACK腳上的電壓和輸出電壓通過模塊的低電壓運算放大器進行實時誤差比較放大，誤差比較電壓經下一級的電壓緩沖后，直接控制PWM控制器的FB反饋電壓。只要運放的輸出響應足夠快，就能保證PTH030]0的輸出電壓和TRA CK電壓精密跟隨上下電的電壓輸出時序。

自動電壓跟蹤功能典型應用電路如圖6所示，2個模塊的TRACK管腳一起連接到Q1的D級。系統上電時，控制電平為低電平，Q1關斷，TRACK管腳電壓上升，上下兩塊POLA模塊的輸出電壓跟隨了RACK腳電壓同步上升，當模塊達到各自的輸出電壓設定值時，電壓自動跟蹤完成，模塊各自達到設定點，完成時序上電控制。當需要系統下電時，控制電平轉為高電平，Ql導通，了RACK電壓下降，模塊輸出跟蹤下降。

的微調電壓分壓，可實現輸出電壓的正偏移輸出，負偏電壓微調輸出同理。

保護功能模塊分析

PTH03030模塊的全局過溫保護電路如圖8所示。U4是一款SOT-23封裝的溫度傳感器IC，通過和電路配合可以實現模塊的過溫保護輸出微調模塊分析

PT1103030模塊的微調模塊外部應用電路如圖7所示。模塊的微調輸出電壓正／負偏輸出的控制腳分別是9和10腳，正偏微調電阻Ru，通過場效應管Q2接地，負偏微調電阻Rd通過場效應管Q1接地。當需要輸出進入正偏模式時，只要在Q2的柵極施加高電平，使Q2導通，R回路導通，通過內部功能，防止模塊電路出現異常過溫燒的隱患。過溫保護電路在模塊溫度超過OTP保護閾值時，會自動將INHIBIT使能管腳電壓下拉，輸出全局關斷電壓。

dc電源范文第2篇

關鍵詞：無人機；AC/DC電源；電源小型化設計；PCB

中圖分類號：TN710 文獻標識碼：B 文章編號：1004-373X(2008)02-079-02

The Minimize Designing for AC/DC Converter of UAV

LIU Changliang,LI Chunjun,CHENG Jian

(UAV Mechano-electrical Teaching Room,Wuhan Mechanical Technology Academy,Wuhan,430075,China)オ

Abstract：The requirements of development of AC/DC converter in UAV is introduced.In this paper,the difficulty of minimize design for this converter is analyzed.Using the system optimization design method to research the components of converter,by components replacing,structure rebuilding,circuits integrating,AC/DC converter is minimized and kept the cost low.Making it more effective and more flexible is vital for promoting the capability of UAV.

Keywords：UAV;AC/DC converter;electric power;minimize design;PCBオ

1 引 言

無人機機載AC/DC電源輸入發電機產生的交流電，經整流、濾波后得到滿足儀器要求的直流電。無人機系統功能的不斷增強對其AC/DC電源也提出了向輕、小、薄、低噪聲、高可靠、抗干擾發展的要求，而在該電源系統中，體積相對較大的濾波電容器是必不可少的，同時因遇到安全標準（如UL，CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC，FCC，CSA），交流輸入側必須加EMC濾波及使用符合安全標準的元件，這樣就更加限制了電源體積的小型化。

另外，由于內部的高頻、高壓、大電流開關動作，使得解決EMC電磁兼容問題難度加大，同時電源的工作消耗增大，也限制了AC/DC變換器模塊化的進程，必須采用系統優化設計方法才能滿足小型化的實際需要。

2 設計的主要目標分析

電源功效必須盡可能的高 雖然在實際應用中最耗能的是微處理器，但是技術的進步仍然要求電源進一步提高功效。功效越高所需的散熱片就越小，才能節省系統空間。

電源成本必須盡可能的低 無論是原材料成本還是制造復雜性方面。考慮功能的簡單設計是重要因素。控制和報警信號、和同類設備的均流以及在各種交流輸入情況下保持穩定性能等都是非常重要的。

由圖1所示的AC/DC電源電路結構框圖可以看出，要在保證性能和功能的前提下將電源的大小和成本最小化至少應從以下幾個方面入手。

2.1 使用兩階式輸入濾波器

使用一個兩階式濾波器可以使電源外形最小化，并實現高共模和微分降噪。如果垂直堆疊組件，則可以節省板空間，同時改進了冷卻。

2.2 在功率因數校正電路（PFC）中考慮采用碳化硅二極管

由于碳化硅二極管的成本有所下降，可以將其作為降低成本和電源大小的一個途徑。碳化硅二極管的反向電流特性使系統可以不需要緩沖電路，因此可以節省5~6個組件。同時由于碳化硅二極管的應用，功效可提高1％。若使用階梯感應器，則可在高輸入線時提供高感應，在低輸入線時支持最可能大的流量密度。在輸入范圍中使用連續感應模式（CCM）操作，可以保持最小的峰值轉換電流和輸入濾波器要求。

2.3 在主變流器中采用新型材料建構諧振拓撲

在該電路中使用諧振拓撲可以基本消除開關損耗。在功率晶體管中以陶瓷基片代替金屬基片可以減少噪音，并因此簡化濾波過程。這是因為散熱片沒有與開關MOSFETS的損耗相耦合的電容。這樣不僅提高電源效率，而且使電源可以使用更小的散熱片。另外，使用陶瓷散熱片時的爬電距離比金屬散熱片所需的距離要短，這就進一步節省PCB板的空間。

2.4 使用開關式MOSFETS代替傳統的輸出整流器

開關式MOSFETS同步整流可以極大地降低功耗，從而提高功效。比如，一個正向電壓為0.5 V的二極管在20 A時的功耗為10 W。而如果使用一個開啟時電阻為14 MΩ的MOSFET，功耗最大只有5.6 W，與二極管的功耗相比小44％。這里也可以用陶瓷陶瓷基片來代替傳統的散熱片。

2.5 采用集成化的控制電路

集成化控制電路可以減少組件數量、降低制造成本并節省PCB板空間，因此，即使集成電路本身比離散組件更昂貴，從衡量電源的體積大小以及整體性能上來考慮，運用集成電路也是合理的。例如IR1150這種PFC芯片作為單循環控制（OCC）設備使用，就可以在保持電源系統性能的同時大大減少元組件數量。

同樣，可以通過特殊應用芯片來進行主轉換器電壓控制、過電流保護、過電壓保護和過溫度保護，并控制輸出整流器轉換。另外，還可以通過同步單啟動分源、借助邏輯控制關閉電源的抑制電路、“電源狀態良好”信號、備用轉換器控制功能等控制渠道來提高應用的靈活性。當交流電源存在時，備用轉換器可以單獨提供5 V的輸出。

3 優化PCB板的設計與制作

根據從原理圖到PCB板的設計制定科學流程，如圖2所示。

需要注意如下事項：

（1） 濾波電容、電源開關或整流器、電感或變壓器應彼此相鄰地進行放置，調整元件位置使他們之間的電流路徑盡可能短。

（2） 建立開關電源布局應按照如下的流程：放置變壓器、設計電源開關電流回路、設計輸出整流器電流回路、連接到交流電源電路的控制電路、設計輸入電流源回路和輸入濾波器、設計輸出負載回路和輸出濾波器。

（3） 根據電路的功能單元，對電路的全部元器件進行布局要考慮PCB尺寸大小，放置器件時要考慮焊接；以每個功能電路的核心元件為中心進行布局。

（4） 元器件均勻、整齊、緊湊地排列在PCB上，盡量減少和縮短各元器件之間的引線和連接,去耦電容盡量靠近器件的VCC。在高頻下工作的電路，要考慮元器件之間的分布參數。一般電路應盡可能地使元器件平行排列，美觀且易焊裝。

（5） 按照電路的流程安排各個功能電路單元的位置，使布局便于信號流通，并且使信號盡可能保持方向一致。布局的首要原則是保證布線的布通率，移動器件時注意飛線的連接，把有連線關系的器件放在一起。盡可能地減小環路面積以抑制開關電源的輻射干擾。

（6） 復查PCB的內容包括設計規則、層定義、線寬、間距、焊盤、過孔設置，還要重點復查器件布局的合理性，電源、地線網絡的走線，高速時鐘網絡的走線與屏蔽，去耦電容的擺放和連接等。

通過上述系統層面上的分析，立足于現有技術，在最大可能的程度上縮小了AC/DC電源的體積，同時保持了電源的制造成本。如要繼續取得突破，則須在基礎電子元件的研發上下功夫。

參 考 文 獻

［1］Jiayuan Fang,Jin Zhao.The Power of Planes - Low Impedance Power Delivery over Broad Frequencies[J].Printed Circuit Design & Manufacturing Magazine,2003.

［2］顧海州,馬雙武.PCB電磁兼容技術[CD2]設計實踐［M］.北京：清華大學出版社，2004.

dc電源范文第3篇

系統DC電源輸出響應速度

許多設備在多種不同的DC偏置電壓上進行測試，以在指定工作范圍內保證正確的性能。多次改變偏置電壓可能會累積幾秒的時間，占測試時間的很大比重。

在把電源輸出電壓設置變成新值時需要幾個步驟，如圖1所示。這些步驟所需的時間都有限。

在電源收到一條命令時，電源會處理命令．這就是其命令處理時間。然后電源輸出會作出響應，變成新的設置。在一定的穩定頻段中到達最終值所需的時間是其輸出響應時間。

各種系統電源之間的差異可能會非常大。表1比較了許多系統DC電源與安捷倫N6750A系列DC電源模塊典型的命令處理和輸出響應時間，后者是為吞吐量優化的。該模塊屬于N6700模塊化電源系統系列，如圖2所示。擁有快速輸出響應可以把每次電壓設置變動時間降低幾百微秒。

降壓編程器加快輸出響應時間

在兩個方向上迅速改變電壓對高吞吐量測試非常關鍵，因此有必要提一下降壓編程輸出響應時間，許多電源依賴DUT的實際負荷，來降低電壓。在負荷低的情況下，如果沒有降壓編程器，某些電源可能需要一秒的時間才能達到最終值。為高吞吐量優化的電源采用內置降壓編程器。降壓編程器是一條負荷電路，它迅速放電電源和DUT電容，快速進行降壓編程，而與DUT負荷無關。

響應速度對測試吞吐量的影響：

汽車ECU實例

汽車電子控制單元([CU)在測試過程中可能會有最多20種偏置電壓設置，如圖3所示。使用為吞吐量優化的電源可以節約幾秒的測試時間，對測試時間為20秒的ECU，吞吐量可以提高20％。基于明顯的原因，這種改進得到了汽車電子行業的廣泛歡迎系統DC電源測量速度

幾乎在測試過程中一直要進行DC偏置電流測量，以確定缺陷。使用系統DC電源的內置電流回讀功能、而不是外置儀表，在速度和性能方面都是明智之選。當前的系統DC電源提供了廣泛的電流測量功能，適合大多數應用。值得一提的是其測量速度。通常情況下，多項偏置電流測量是在測試過程中在設備上進行的，這會累積起來，給吞吐量產生更大的影響。此外，測量精度和速度是相互矛盾的，進一步使事情復雜化。有3個步驟會影響測量時間：

1．電源收到并處理測量命令。

2．電源采集實際測量數量。

3．采集的值返回電源。

大多數通用系統DC電源采用一條傳統回讀電路，如圖4所示。對這種傳統方法，命令處理時間一般是主導因素，累加測量時延會高達100毫秒。快速ADC測量采集和返回單個讀數的時間很小，通常不超過2毫秒。整個測量時間通常作為一個基準處理。

這種基本方法對許多情況(如果不是所有情況的話)在精度和吞吐量之間實現了合理的平衡。對高波峰因數電流信號，如數字手機的脈沖式耗電量，測量可重復性誤差或”抖動”會影響這種平衡。對多次測量進行平均在一定程度上有所幫助，但會增加大量的測試時間。

程控積分提供了快速準確的測量結果

為吞吐量優化的系統DC電源的測量命令處理時間要低得多。許多電源還有程控測量積分時間，代替固定的ADC和低通濾波器，如圖4所示．以增強性能。與傳統方法一樣，它可以設置成快速測量采集時間。也可以使用程控積分，抵消信號中的周期噪聲和AC成分，大幅度改善測量性能，但其代價是時間會大大提高。人們熟悉的實例是在電源線周期上求積分(1 PLC，16．7或20毫秒)．以抵消AC線路噪聲。安捷倫已經在許多系統電源產品中采用不同的方法，包括N6760A系列DC電源模塊。它們采用程控取樣周期和數字信號處理，進行快速精確的測量。在測量采集積分時間能夠編程時，必需在總測量時間基準中單獨考慮測量采集積分時間。

測量速度對測試吞吐量的影響

表2比較了傳統系統DC電源有代表性的測量命令處理和采集時間與為吞吐量優化的電源系統的時間，在本例中是安捷倫N6760A系列DC電源模塊。

從傳統系統DC電源切換到為測量吞吐量優化的電源可以把測量時間從大約100毫秒降低到最低只有幾毫秒。對ECU之類的測試設備，通常會進行多項耗電量測量。可以簡便地節約另外0．5－1秒的時間，有效改善了測試吞吐量。半導體設備測試則要更加嚴格。由于測試時間只有幾秒或更低，因

此即使100毫秒長的測量也沒有空間。

在使用多個輸出時實現更高的吞吐量

系統DC電源中設計的功能和程序命令對測試時間的影響可能要超過出響應和測量速度的影響。一個實例是使用多個DC輸出．為擁有多個偏置輸入的設備供電．或并行測試多臺設備，如圖5所示。最經常的情況是需要單獨發送和處理每個DC電源輸出變化或測量讀回操作，甚至對多個輸出系統DC電源也是如此。能夠在多個輸出中同時執行類似操作會明顯改善測試吞吐量。在并行設備測試中．其較順序測試各臺設備可能要改善幾倍。在測試時間只有幾秒長，并且已經通過傳統方式優化時，這為大幅度改善吞吐量提供了有效的備選方案。N6700模塊化電源系統提供了一個通道列表命令集，在多個輸出模塊上同時支持類似操作，以實現更大的測試吞吐量。

結語

系統DC電源是既供電又測量的部分儀器之一，其對測試吞吐量的影響要超過通常的預期水平。必須認真考察和基準測試供電和測量速度屬性，以評估其測試吞吐量的影響。切換到為吞吐量優化的系統DC電源可以把測試時間降低幾

秒的時間．同時提供快速準確的測量功能。

dc電源范文第4篇

【關鍵詞】PMW 整流電路；調頻式；諧振；高壓；試驗；電源控制；策略

Frequency Tuned Resonant Test Power Supply，FTRTPS，調頻式諧振試驗電源的耐壓特定較好且試驗范圍較大，運行的效率較高。試驗的裝置重量、自身的體積都相對較小，試驗樣品所呈現出來的電壓波形較好，當試樣被擊穿后能實現自動脫諧保護等特征。通過大功率開關器件所構成的電路實現了對傳統模擬信號源以及功率放大電路進行了替代，從而直接產生了大功率的標準正弦波。

一、新型調頻式諧振電源系統概述

新型新型調頻式諧振電源系統的結構如下圖所示。其主要由三相PWM整流電路、H橋逆變電路、濾波器輸出、DSP控制器、檢測單元、及人機接口部分構成，RL是試驗過程中回路諧振電感等效內阻，而T為中間勵磁升壓變壓器；C是試驗回路等效電容，等效電容包括被測試樣品電容和試驗回路諧振電容。整個諧振試驗電源輸出的電壓調節是通過三相PWM整流電路輸出一側的電容電壓大小的控制實現的，當試驗回路等效電容穩定在設定值時，系統則開始調節頻率，頻率的調節是通過逆變電路開關的控制實現的。最終將輸出濾波器濾除系統輸出信號中的毛刺由此得出了所需要的正弦波形。

系統中的檢測裝置結構為溫度傳感器以及電流型、電壓型霍爾傳感器，為了有效提高檢測裝置的抗干擾的能力，相應的信號通過光纖傳遞到DSP控制器MAXl25采集單元，而整個系統通過4×4鍵盤設置了實驗參數，包括光標的移動、取消和確定等功能。尺寸為10.4英寸、分辨率為640x480的液晶通過并行的I/O接口實現了與DSP控制器連接作為人機操作終端進行顯示。

公式中的Q為諧振電路品質因數，通過上述公式可了解到，被測試的樣品兩端得出被放大Q倍的電壓，甚至可達到幾十至上百萬伏，由此通過放大電壓對被測試樣品進行交流耐壓或者局部放電的試驗。

二、設計電壓調節自適應PI控制器

PWM整流器在一定程度上要建立簡化以及精確的數學模型存在一定的障礙，而傳統的電壓調節自適應控制器無法得到滿意度設計效果。由此本試驗中選擇自適應PI控制模式。

U*dc、Udc是直流側電容C3所定出的參考以及實時電壓；idis是所引入的電流擾動量；而i*a、i*b以及i*c分別為整流器網側的三相電流的參考信號，其是由外環和內環所構成的。直流側電容C3所給出的參考電壓U*dc與實際電壓Udc比較并通過自適應PI電壓調節器在調節完成上之后實現了與電流擾動量idis的減數所形成的直流電流量I*s。為了保證網側功率因素為1，也就是為了保證電壓與電流具有同等相位，通過鎖相電路PLL所得出標準的三相交流電源電壓的相位與直流電流量相乘所得出整流器網側三相電流的參考信號。

若是實現同步旋轉的坐標系d軸與電網電壓a相一致，也就是實現了電壓的定向，那么i*a、i*b在通過變換之后可得知i*q的值為零。也就是控制整流器網側三相的實際電流在經過變換之后的iq為零。由此實現了網側功率因素為1的要求和標準。此時，對直流側的電容C3的實時電壓的調節主要與d-q變化d軸電流id相關。電壓自適應PI的控制算法如下所示：

電流自適應PI控制的控制過程與電壓自適應器的PI控制模式相似，是通過兩個電流控制器的輸出在經過d―q反變換過后與三角載波通過調制而得出的開關控制信號。

三、設計自動調頻控制器

1、比例積分鎖相的自動調頻控制

相應比例積分鎖相自動調頻的框架圖如下所示。在整個逆變電路當中，其死區是通過硬件電路來完成和實現的。相應系統的自動調頻的范圍將達到30-300 Hz。下圖所示中的諧振電容C的兩端電壓濾波器輸出電壓U0是通過霍爾電壓互感器測量之后通過抗干擾能力較強的光纖無失真傳遞到DSP控制器的MAXl25采集單元，并且通過零轉換電路將其轉換為方波信號。在經過XOR異或邏輯門的比較之后，將得出Uc、U0相位差，Rf以及Cf低通濾波器在對交流紋波濾除之后，將相位差變為無紋波平均化的電流電壓信號Xf。PI控制與Rf以及Cf類似，能對噪聲以及高頻分量存在抑制作用，同時還對相位校正的速度以及精度進行了有效控制，能對動態以及靜態的性能起到了決定作用。PI控制器的輸出信號通過壓控振蕩器得出所期望得到的振蕩頻率信號，在通過三角載波調制之后，通過光電隔離以及放大后實現對1GBT的驅動。

2、控制模型

上述公式中的τf即為RfCf，表示的是濾波器的時間常數。

公式中的W0為，L、C均為諧振電桿定容，而RL則為諧振電感內阻。通過一系列的公式推導可得出控制的計算模型。

四、結語

研究了大功率開關器件IGBT實現對試驗所產生的正弦波進行了分析，相應的體系結構較為簡單、元器件的數目較少且便于維護，電壓調節是通過三相PWM整流電路實現的。電壓調節根據自適應PI電流內環、電壓外環雙環閉環控制方式，使用比例積分鎖相自動調頻實現了頻率的調節，同時根據相應的諧振電路特點分析以及推導了控制模型。實踐表明所提出的電壓以及頻率調節的方法具有較好的動態以及靜態的性能和跟蹤的效果，同時也具有較強的抗干擾能力。

參考文獻：

[1] 高恭嫻，楊偉，洪峰. 基于CPLD的單相逆變控制器[J]. 華中科技大學學報（自然科學版）. 2010（09） .

[2] 孫馳，魯軍勇，馬偉明. 一種新的三相四橋臂逆變器控制方法[J]. 電工技術學報. 2007（02） .

[3] 康健，張培銘. 基于動態相量法的電壓閃變傳播系數計算[J]. 電力自動化設備. 2010（02）） .

[4] 白向東. IR2132驅動器及其在三相逆變器中的應用[J]. 現代電子技術. 2010（13） .

dc電源范文第5篇

CCD電路工作原理

一般 CCD的工作電源為+9V、+16V、－8V三種，有的CCD只需+16V和－8V，工作原理如圖1所示。

本圖是根據松下NV-M9000EN的攝錄機電路制作,應用于其它機種和型號的CCD供電電路也大同小異，有一定的參考價值。該電路由脈沖調寬的方式來控制輸出電壓，VR1003的動片是調整反饋端，輸出的電壓由它反饋給IC1001的22腳，當輸出直流有變化時，經由VR1003的動片反饋給IC1001的22腳，經誤差放大后送往IC內的電壓控制電路和另一路三角波形比較，輸出直流電壓的變化轉換成脈寬的變化，經放大緩沖電路后由IC1001的15腳輸出去控制Q1004，從而穩定直流輸出，見圖2所示。如因某種原因使輸出直流9V變低，則IC1001的22腳直流電壓也會變低，在IC1001內部和三角形波形比較后的輸出脈沖寬度變大，最后使Q1004導通時間變長,輸出的直流電壓升高,從而使輸出直流電壓穩定。

CCD電路故障分析與排除

該電路的常見故障是開機三個電壓無輸出，如損壞Q1004和T1001，最多見就是T1001的1-2腳開路。測1腳是否有12V即可判斷。確認開路后最好同時取下Q1004檢查是否完好。否則的話，如果Q1004的c-e短路，裝上新的T1001后，通電即會燒毀。在裝上新的或修復的T1001前還需檢查三組電路的負載是否正常，附表為NV-9000EN各測試點的參考值，如不正常仍需排除其它故障。

就NV9000EN而言，Q1004的型號為2SD1624，如損壞又無同型號的晶體管，找類似參數和大小的管子代替即可。而T1001的型號為ELL04T032R，業余是很難找到的。有必要的話可以重繞該變壓器，如上所述初級1-2腳最容易開路，恰好初級在最外層，重繞初級很方便。如果次級開路或短路則需整個重繞。重繞參數見圖3。