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開關電源電路范文第1篇

關鍵詞：開關電源；過壓保護；過流保護；M51995A電源芯片

中圖分類號：TM13 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2016）11-0-02

0 引 言

隨著時代的前進與社會的發展，開關電源已逐漸代替傳統的鐵心變壓器電源。開關電源的集成化與小型化正逐步成為發展趨勢[1-3]，開關電源更是在計算機、通信、電器等領域得到廣泛應用[4]。但開關電源系統若無性能良好的保護電路便很容易導致儀器壽命的縮短甚至使儀器受到損壞。由此可見，為了能夠讓開關電源在惡劣環境以及突發故障的情況下安全穩定的工作，保護電路的設計就顯得尤為重要。開關電源的基本結構框圖如圖1所示。

1 M51935AFP開關穩壓芯片簡介

M51995A是一款開關電源初級PWM 控制芯片，專為AC/DC變換設計，芯片功能如表1所列。它主要包括振蕩器、PWM比較、反饋電壓檢測變換、PWM鎖存、過壓鎖存、欠壓鎖存、斷續工作電路、斷續方式和振蕩控制電路、驅動輸出及內部基準電壓等。

M51995A既具有快速輸出和高頻振蕩能力，又具有快速響應的電流限制功能[5]。此外，過流時采用斷續方式工作可以有效保護二次電路。該芯片的主要特征如下：

（1）工作頻率低于500 kHz；

（2）輸出電流能夠達到±2 A；

（3）輸出上升時間為60 s，下降時間為40 s；

（4）起動電流比較小，典型值為90 A；

（5）起動電壓為16 V，關閉電壓為10 V；

（6）起動電壓和關閉電壓的壓差大；

（7）過流保護采用斷續方式工作；

（7）用脈沖方法快速限制電流；

（8）欠壓、過壓鎖存電路。

3 實驗仿真分析

為進一步驗證所設計的開關電源保護電路的工作性能，我們采用計算機仿真軟件MultiSIM對所設計的保護電路做了軟件仿真測試。當電源輸出電壓為60 Hz正弦波、有效值為24 V時，電源保護電路的光耦控制OVP端的信號輸出狀態如圖4所示。

圖4中的仿真結果表明，輸出電壓信號變化控制光耦的導通，從而控制了光耦OVP端的電壓輸出，當電源輸出電壓在0 V-24 V期間時，光耦輸入端沒有電壓信號不導通，OVP端電壓為0，電路處于保護工作狀態；電壓在0+24 V期間時，光耦輸入端有電壓信號作用而導通，OVP端電壓為+5 V，電路處于正常工作狀態。當輸出電壓過高時，OVP端電壓為0，電路處于保護工作狀態。40 V電壓信號的狀態圖如圖5所示。

實驗仿真結果表明，當電源輸出電壓范圍為0+24 V時，開關電源電路正常工作；當電壓為負電壓時，光耦中的二極管反向截止，OVP端電壓為0，開關電源的保護電路工作，電源輸出為0；當輸出電壓高于+24 V時，OVP端電壓為0，開關電源進入保護電路工作狀態，電源輸出0。

4 結 語

本文基于M51995A電源芯片設計了開關電源的過壓和過流保護電路，通過計算機仿真結果表明，該電路設計合理，工作穩定，電路設計可以有效降低電路的復雜程度和成本，能對開關電源電路進行有效保護，從而使電源運行安全可靠，設計完全能滿足系統性能的指標要求。

參考文獻

[1] 歐浩源，丁志勇.電流控制型脈寬調制器UC3842在開關電源中的應用[J]. 今日電子，2008（C00）：88-89.

[2] 王朕，潘孟春，單慶曉.UC3842應用于電壓反饋電路中的探討[J].電源技術應用，2004（8）：480-483.

[3] 關振源，張敏.基于電流型PWM控制器的隔離單端反激式開關電源[J].電子元器件應用，2005（2）：21-23.

開關電源電路范文第2篇

關鍵詞：待機控制 故障 檢修

1.開關電源待機控制的基本原理

彩電待機控制功能的實現是待機控制電路在微處理電路的指令下對開關電源自激振蕩電路和開關電源輸出電路實施控制的。

所謂待機控制也就是通過按下待機控制按鍵或在程序控制下，由微處理電路讓整機工作于正常開機和待機兩種狀態。待機時電路一般表現為兩個方面：一是切斷行掃描電路的工作電源，使行輸出級不工作；二是使開關電源工作于間歇振蕩狀態，降低主電源的輸出電壓和電路功耗，同時仍保證電源有一定的電壓輸出，確保微處理電路正常工作，以便在接收到開機指令的時候能重新輸出開機控制電壓啟動開關電源并接通行掃描電路的電源。

2.4T36機芯彩電開關電源待機控制電路分析

4T36機芯彩電開關電源待機控制電路主要由微處理器IC101、三極管Q607、Q609、Q604、Q605、Q610等元件構成。在微處理電路IC101 腳輸出的電壓控制下，控制過程分三個環節同時完成。

微處理電路輸出的待機控制電壓若為低電平時則代表開機指令，若為高電平時則代表待機指令。

24V電源為Q609的工作電源，R617為Q609的集電極負載電阻，微處理的待機控制電壓經R634送到Q609的基極控制其導通與截止。Q607的導通與截止取決于Q609的集電極電位高低，若Q609導通則Q607截止，若Q609截止則Q607導通。Q604和Q605的基極電流通路由Q607控制。若Q607導通，則Q604導通輸出24V電源供給行激勵電路和場輸出級電路，同時Q605導通輸出12V電源經Q613組成的穩壓電路產生9V電源供給行振蕩、解碼電路和公共通道電路；若Q607截止，則Q604和Q605都截止，24V和9V電源輸出同時關斷，電視機處于待機狀態。

微處理輸出開機指令（IC101 腳0V），Q610截止，對Q608所接的穩壓電路不產生影響；微處理輸出待機指令（IC101 腳2V），Q610導通使Q608的集電極電流增大，IC601內發光二極管的發光強度增強，光敏三極管的流通電流增大，從而導致開關管的導通時間減少，降低了輸出電壓。

3.4T36機芯彩電開關電源待機控制電路故障檢修

待機控制電路出現故障表現可以分為不能待機和不能開機兩種形式。

3.1不能待機的故障分析與檢修

對于不能待機的故障檢修的關鍵是在待機狀態時Q604和Q605兩個管子同時導通，其條件是Q604和Q605兩個管子的基極電流通路在待機狀態時仍然存在，即Q607的CE有電流通路。因此不能待機的檢修要點實際上是Q607的CE電流是如何形成的，檢修時可以根據Q607、Q609的工作點分析判別出具體的故障元件。在待機狀態下測量：

若Q607的Vb=0V、Vc=0，則說明Q607的CE擊穿短路損壞；若Q607的Vb=0.7V、Vc=0.7V，Q609的Vb=0.7V、Vc=0V，則說明Q607的BC擊穿短路損壞；若Q607的Vb=0.7V、Vc=0V，Q609的Vb=0.7V、Vc≥0.7V，則說明Q609的BC開路損壞；若Q607的Vb=0.7V、Vc=0V，Q609的Vb=0V、Vc≥0.7V，IC101的 腳電壓為高電平，則說明Q609的BE擊穿短路或R634開路損壞；若Q607的Vb=0.7V、Vc=0V，Q609的Vb>0.7V、Vc≥0.7V，則說明Q609的BE開路損壞；若Q607的Vb=0.7V、Vc=0V，Q609的Vb=0V、Vc≥0.7V，IC101的 腳電壓為低電平，則說明微處理電路異常。

3.2不能開機的故障分析與檢修

對于不能開機的故障檢修的關鍵是在開機狀態時Q604和Q605兩個管子有一個截止或兩個同時都截止，而造成兩個管子同時截止和只有一個管子截止的原因完全不同。下面分三種情況進行分析。

（1）Q604和Q605兩個管子同時截止

如果出現在開機時主電源正常但24V和12V電壓輸出全部丟失的情況即為Q604和Q605兩個管子同時都截止的故障。要造成兩個管子同時截止，必須是兩個三極管的共用電路出現問題。因此檢修的對象可以確定在Q607、Q609、24V整流濾波電路和微處理電路上，檢修時可以普測24V電源電壓、Q607、Q609、IC101的64腳電源，進行分析判斷找出故障元件。在開機狀態下測量：

若24V電壓為0V，則說明D611和開關變壓器損壞；若24V電壓正常，Q607的Vb=0V、Vc=24V，Q609的Vb=0V、Vc≥0.7V，則說明Q607的BE擊穿短路或R637開路損壞；若24V電壓正常，Q607的Vb>0.7V、Vc=24V，則說明Q607的BE開路損壞；若24V電壓正常，Q607的Vb=0.6V、Vc=24V，則說明Q607的BC開路損壞；若24V電壓正常，Q607的Vb=0V、Vc=24V、Q609的Vb=0V、Vc=0V，則說明Q609的CE擊穿短路或R617開路損壞；若24V電壓正常，Q607的Vb

腳為低電平，則說明Q609的BC擊穿短路損壞；若IC101的 腳為高電平，則說明微處理電路異常。

（2）只有Q604截止

如果出現在開機時主電源正常，12V輸出電壓正常，只有24V電壓輸出丟失的情況即為Q604截止的故障。檢修的思路是分析在Q607導通的情況下Q604為什么截止。檢修時可以通過測量Q604的各腳電壓判別出故障原因。 在開機狀態下測量：

若Q604的Veb=0V、Vc=0V，則說明Q604的BE擊穿短路或R619開路損壞；若Q604的Veb>0V、Vc=0V，則說明Q604的BE開路損壞；若Q604的Veb=0.7V、Vc=0V，則說明Q604的BC開路損壞；若Q604的Veb=0.7V、Vc=24V，行激勵沒有電源，則說明R629開路損壞。

（3）只有Q605截止

如果出現在開機時主電源正常、24V輸出電壓正常，只有12V電壓輸出丟失的情況即為Q605截止的故障。檢修時可以通過測量Q605的各腳電壓判別出故障原因。 在開機狀態下測量：

若Q605的Veb=0V、Vc=0V，則說明Q605的BE擊穿短路或R621開路損壞或D614開路損壞；若Q605的Veb>0V、Vc=0V，則說明Q605的BE開路損壞；若Q605的Veb=0.7V、Vc=0V，則說明Q605的BC開路損壞。

4.結束語

本論文從彩電待機控制的基本原理入手，對4T36機芯彩電開關電源待機控制電路的組成結構、控制過程進行了詳細的闡述和分析。針對待機控制電路的不同故障表現，根據電路的工作原理分析，提出了該部分電路故障范圍的判別和檢修的思路和方法。

參考文獻

[1] 林春芳. 彩電電視機原理與維修. 機械工業出版社.2008.01

開關電源電路范文第3篇

關鍵詞：波紋；開關電源；晶體管

引言

在用電控制的儀器設備中，都需要穩壓電源，由于價格、功率等的要求，因此設計人員更傾向于使用開關電源，而很少使用線性電源。開關電源的優勢在于轉換效率高，最高可以達到將近97%，另外開關電源重量輕、體積小。開關電源最大的缺點是輸出的紋波和噪聲電壓較大，而這一性能影響到儀器設備的運行，特別是對于需要處理小信號的儀器中，電源產生的噪聲可能會干擾輸入的信號，使得儀器無法正確運行。如何處理好電源的噪聲，有很多方法[1][2]，本文通過一個典型電源電路分析開關電源產生紋波和噪聲的原因及減小紋波和噪聲的措施，并詳細探討了電源各部分電路的原理功能和實現的方法。

1干擾產生分析

電信號干擾分為：噪聲（nois）和紋波（ripple）兩種，其表現形式為圖1形式。噪聲的定義是指在直流電壓或電流中，疊加了振幅和頻率上完全無規律的交流分量。該分量會干擾電路的分析、邏輯關系，影響其設備正常工作。紋波是指疊加在直流電壓或電流上的交流信號，會降低電源的效率，嚴重的波紋更有可能會損壞用電設備，另外波紋還會干擾數字電路的邏輯關系，影響設備工作狀態。通常的開關電源輸出的直流電壓中疊加了由噪聲和波紋引起的交流信號。波紋主要是由于開關電源的開關動作造成的，而波動的頻率跟開關的頻率是一致的，大小取決于輸入、輸出電容的參數。作為開關的元件都有寄生的電感與電容，當元件在電流流動變化工作時，會產生電壓與電流的浪涌，這些浪涌信號都會在電源產生干擾信號。浪涌電流指電源接通瞬間，流入電源設備的峰值電流。該峰值電流遠遠大于穩態輸入電流，這種瞬時過電流稱為浪涌電流，是一種瞬變干擾。噪聲電壓主要跟電源的拓撲結構、電路中的寄生參數、工作的電磁環境以及印制電路板的布線有關。當信號較小的時候，會產生干擾的信號。圖2（a）是實驗信號波形，（b）是小信號上疊加了干擾的波形。干擾可以表現為尖峰、階躍、正弦波或隨機噪聲，干擾的產生來自多方面，電路設計不合理、器件使用不當、工作環境干擾、電源噪聲等，其中電源產生的噪聲是常見主要的原因，而這些干擾信號會造成后續電路一系列的處理誤差，所以在要求較高的場合，這樣的噪聲是必須要解決的。

2解決措施

開關電源電路一般由整流平滑電路、集成開關電路、浪涌電壓吸收電路、電壓檢測電路、次級側整流平滑電路等構成。其工作原理：開關電路供應穩定電壓和平滑的電流，是本電路的主要部分，開關晶體管的集電極電流決定電源的輸出電流。紋波的解決措施[3][4]主要有：調整電感和電容參數、增加電容電阻緩沖網絡。

2.1調整電感和電容參數

電流波動與電感參數、以及輸出電容大小有關，通常電感值越小，波動越大，輸出電容值越小，波紋越大。因此可以通過增大電感值和輸出電容值來降低波紋。在這里以BUCK型開關電源為例，當開關電源工作時，提供的電壓不變，但是電流會變化，為了穩定電源的輸出電流，在如圖4（a）的指示位置并聯一個電容C+。通過增加電感值的方法來減小波紋的做法是受限的。因為電感越大，體積就越大。電感的取值可以這樣計算：假定輸入電壓為Vin，輸出電壓為Vo，工作頻率為f，輸出電流為I，電感中電流的波動值為駐I的話，有：在電路調試過程中發現，隨著C+不斷增加，減小波紋的效果會越來越差，同時增加f，會增加開關損失。因此可以通過再加一級LC濾波器的方法來改善，如圖4（b）所示。LC濾波器抑制波紋的效果較好，只要根據需要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容即可。

2.2增加電容電阻緩沖網絡

在二極管高速導通截止時，要考慮寄生參數。在二極管反向恢復期間，等效電感和等效電容成為一個RC振蕩器，產生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯電容C或RC緩沖網絡。電阻與電容取值要經過反復試驗才能確定，一般選擇電阻為10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。如果選用不當，反而會造成更嚴重的振蕩。

3電路設計及實測

根據以上分析，設計出了一種開關穩壓電源如圖5所示，采用可控硅觸發方式。通過整流放大后的波紋去觸發可控硅的導通，當整流電壓值為零時，可控硅自動關斷。只要用輸出電壓的變化來控制觸發信號的前沿，即可實現穩壓。穩壓電路主要由可控硅、4個晶體管和1個變壓器等組成，如圖5所示。我們在multisim環境下對該電路進行仿真，效果非常好。再用實際電路搭試，并加上30歐姆純電阻阻抗后，選取了7個測試點，測試波形見圖6所示。圖中變壓器T、二極管D1～D4和電容器C1-4組成整流濾波電路，測試點1電壓紋波波形見圖6中1的圖像，顯然是在全波整流后的紋波出現；電阻R2、R3和隔直電容C5組成取樣電路，測試點2電壓紋波波形見圖6中2的圖像；控制可控硅的紋波信號測試點3、4電壓紋波波形見圖6中的3、4的圖像；隔直后的測試點5電壓紋波波形見圖6中的5的圖像；線圈T2控制信號的初級波形見圖6中7的圖像；線圈T2次級控制可控硅信號見圖6中6的圖像。當電壓沒有紋波時，線圈T2不發揮作用，但當電壓有波動時（紋波），則自動控制可控硅工作，抑制電壓的波動。在電路中的電感對抑制電壓的波動也起到了良好的作用，其電感值可以根據電壓的大小和對紋波的要求進行適當的選擇。該電路在最后的輸出功率可以達到110W，當負載發生變化10-104歐姆時，電壓變化的范圍大約是1毫伏。

4結束語

本文對開關電源噪聲與紋波的產生原因和抑制方法進行了分析和討論，并設計出了一種晶體管開關穩壓電源電路，觀察仿真實驗，可以得出該設計能夠抑制一定的電源噪聲與波紋。在實際中，需要依據產品的參數，如體積、成本等問題綜合考慮，選擇合適的設計方法。

參考文獻：

開關電源電路范文第4篇

關鍵詞： 開關電源； 單端反激； 高頻變壓器； 雙反饋

中圖分類號： TN702?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）14?0162?04

Design of multi?channel switching power supply with single?ended flyback

HU Zhi?qiang 1， WANG Gai?yun1， WANG Yuan 2

（1. Guilin University of Electronic Technology， Guilin 541004， China；2. Shandong Huayu Vocational College， Dezhou 253034， China）

Abstract： A TOP223Y?based switching power supply with multi?channel output single?end flyback AC/DC module was designed. Peripheral circuits are analyzed by TOP Switch series single?chip switching power supply chip and the feedback system composed of TL431 and PC817A. The AC/DC switching power supply whose voltage stabilization adjusting weight is 0.6 and 0.4 with the outputs of +5V/3A and +12V/1A was designed. The experimental results show that the switching power supply has high efficiency， small ripple， high output accuracy and high stability.

Keywords： switching power supply； single?ended flyback； high?frequency transformer； double feedback

單片開關電源自問世以來，以其效率高，體積小，集成度高，功能穩定等特點迅速在中小功率精密穩壓電源領域占據重要地位。美國PI公司的TOPSwitch系列器件即是一種新型三端離線式單片高頻開關電源芯片，開關頻率fs高達100 kHz，此芯片將PWM控制器、高耐壓功率MOSFET、保護電路等高度集成，連接少許器件即可使用[1?2]。本文介紹了一種基于TOP223Y輸出為+5 V/3 A，+12 V/1 A的單端反激式開關電源的設計原理和方法。

1 設計原理

開關電源是涉及眾多學科的一門應用領域，通過控制功率開關器件的開通與關閉調節脈寬調制占空比達到穩定輸出的目的，能夠實現AC/DC或者DC/DC轉換。

TOP223Y共三個端：控制極C、源極S、漏極D。因只有漏極D用作脈寬調制功率控制輸出，故稱單端；高頻變壓器在功率開關導通時只是將能量存儲在初級繞組中，起到電感的作用，在功率開關關閉時才將能量傳遞給次級繞組，起變壓作用，故稱反激式[1]。

圖1 開關電源控制原理框圖

電路功能部分主要由輸入/輸出整流濾波、功率變換、反饋電路組成。工作原理簡述為：220 V市電交流經過整流濾波得到直流電壓，再經TOP223Y脈寬調制和高頻變壓器DC?AC變換得到高頻矩形波電壓，最后經輸出整流濾波得到品質優良的直流電壓，同時反饋回路通過對輸出電壓的采樣、比較和放大處理，將得到的電流信號輸入到TOP223Y的控制端C，控制占空比調節輸出，使輸出電壓穩定。

2 設計要求

設計作為某智能儀器的供電電源，具體的參數要求如下：交流輸入電壓最小值：VACMIN=85 V；交流輸入電壓最大值：VACMAX=265 V；輸出：U1：+5 V/3 A；U2：+12 V/1 A；輸出功率：Po=27 W；偏置電壓：VB=12 V；電網頻率fL=50 Hz；開關頻率fs=100 kHz；紋波電壓：小于100 mV；電源效率：η大于80%；損耗分配因數Z為0.5；功率因數為0.5。

3 設計實例

本設計是基于TOP223Y的多路單端反激式開關電源，性能優越，便于集成。電路原理如圖2所示，可分為輸入保護電路、輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路、反饋回路、控制電路7個部分。

圖2 開關電源電路原理圖

3.1 輸入保護電路

由保險絲F1、熱敏電阻RT和壓敏電阻RV組成，對輸入端進行過電壓、過電流保護。

保險絲F1用于當線路出現故障產生過電流時切斷電路，保護電路元器件不被損壞，其額定電流IF1按照IF1>2IACRMS選擇3 A/250 VAC保險絲，其中IACRMS為原邊有效電流值。熱敏電阻RT用以吸收開機浪涌電流，避免瞬間電流過大，對整流二極管和保險絲帶來沖擊，造成損壞，加入熱敏電阻可以有效提高電源設計的安全系數，其阻值按照RRT1>0.014VACMAX/IACRMS選擇10D?11（10 Ω/2.4 A）。壓敏電阻RV能在斷開交流輸入時提供放電通路，以防止大電流沖擊，同時對沖擊電壓也有較好鉗位作用。RV選取MY31?270/3，標稱值為220 V。

3.2 輸入整流濾波電路

由EMI濾波電路、整流電路、穩壓電路組成。

EMI濾波電路針對來自電網噪聲干擾。采用由L1，CX1，CX2，CY1，CY2構成典型的Π型濾波器。

CX1和CX2用來濾除來自電網的差模干擾，稱為X電容，通常取值100～220 nF，這里取100 μF；CY1和CY2用來濾除來自電網的共模干擾，稱為Y電容，通常取值為1～4.7 nF，這里取2.2 nF；同樣用來消除共模干擾的共模電感L1的取值8～33 mH，這里取8 mH，采取雙線并繞。

輸入整流電路選擇不可控全波整流橋。整流橋的反向耐壓值應大于1.25倍的最大直流輸入電壓，整流橋的額定電流應大于兩倍的交流輸入的有效值，計算后選擇反向擊穿電壓為560 V，額定電流為3 A的KBP306整流橋。

在當前的供電條件下，輸入儲能電容器CIN的值根據輸出功率按照2～3 μF/W來取值，考慮余量，取CIN=100 μF/400 V的電解電容。假設整流橋中二極管導通時間為tc=3 ms，可由：

（1）

（2）

得到輸入直流電壓的最小值和最大值。

3.3 鉗位保護電路

當功率開關關斷時，由于漏感的影響，高頻變壓器的初級繞組上會產生反射電壓和尖峰電壓，這些電壓會直接施加在TOPSwitch芯片的漏極上，不加保護極容易使功率開關MOSFET燒壞。加入由R1、C2和VD1組成經典的RCD鉗位保護電路，則可以有效地吸收尖峰沖擊將漏極電壓鉗位在200 V左右，保護芯片不受損壞。推薦鉗位電阻R1取27 kΩ/2 W，VD1鉗位阻斷二極管快恢復二極管耐壓800 V的FR106，鉗位電容選取22 nF/600 V的CBB電容。

3.4 高頻變壓器

3.4.1 磁芯的選擇

磁芯是制造高頻變壓器的重要組成，設計時合理、正確地選擇磁芯材料、參數、結構，對變壓器的使用性能和可靠性，將產生至關重要的影響。高頻變壓器磁芯只工作在磁滯回線的第一象限。在開關管導通時只儲存能量，而在截止時向負載傳遞能量。因為開關頻率為100 kHz，屬于比較高的類型，所以選擇材料時選擇在此頻率下效率較高的鐵氧體，由：

（3）

估算磁芯有效截面積為0.71 cm2，根據計算出的考慮到閾量，查閱磁芯手冊，選取EE2825，其磁芯長度A=28 mm，有效截面積SJ=0.869 cm2，有效磁路長度L=5.77 cm，磁芯的等效電感AL=3.3 μH/匝2，骨架寬度Bw=9.60 mm。

3.4.2 初級線圈的參數[3]

（1）最大占空比。根據式（1），代入數據：寬范圍輸入時，次級反射到初級的反射電壓VoR取135 V，查閱TOP223Y數據手冊知MOSFET導通時的漏極至源極的電壓VDS=10 V，則：

（4）

（2）設置。KRP=，其中IR為初級紋波電流；IP為初級峰值電流；KRP用以表征開關電源的工作模式（連續、非連續）。連續模式時KRP小于1，非連續模式KRP大于1。對于KRP的選取，一般由最小值選起，即當電網入電壓為100 VAC/115 VAC或者通用輸入時，KRP=0.4；當電網輸入電壓為230 VAC時，取KRP=0.6。當選取的KRP較小時，可以選用小功率的功率開關，但高頻變壓器體積相對要大，反之，當選取的KRP較大時，高頻變壓器體積相對較小，但需要較大功率的功率開關。對于KRP的選取需要根據實際不斷調整取最佳。

（3）初級線圈的電流

初級平均輸入電流值（單位：A）：

（5）

初級峰值電流值（單位：A）：

（6）

初級脈動（紋波）電流值（單位：A）：

初級有效電流值（均方根值RMS（單位：A））：

（7）

查閱手冊，由：

（8）

可知，選取合適。TOPSwitch器件的選擇遵循的原則是選擇功率容量足夠的最小的型號。

（4）變壓器初級電感

（9）

（5）氣隙長度

（10）

Lg>0.051 mm，參數合適，μy為常數4π×10?7 H/m。

3.4.3 初級次級繞組匝數[4]

當電網電壓為230 V和通用輸入220 V時：每伏特取0.6匝，即KNS=0.6。由于輸出側采用較大功率的肖特基二極管用作輸出整流二極管，因此VD取0.7 V，磁芯的最大工作磁通密度在BM在2 000～3 000 GS范圍內。偏置二極管VDB的壓降取0.7 V，偏置電壓VB取12 V。

初級繞組匝數：

（10）

次級繞組匝數：

（11）

（12）

偏置繞組匝數：

（13）

3.5 輸出整流濾波電路

由整流二極管、濾波電容和平波電感組成。將次級繞組的高頻方波電壓轉變成脈動的直流電壓，再通過輸出濾波電路濾除高頻紋波，使輸出端獲得穩定的直流電壓。肖特基二極管正向導通損耗小、反向恢復時問短，在降低反向恢復損耗以及消除輸出電壓中的紋波方面有明顯的性能優勢，所以選用肖特基二極管作為整流二極管，參數根據最大反向峰值電壓VR選擇，同時二極管的額定電流應該至少為最大輸出電流的3～5倍。次級繞組的反向峰值電壓VSM為：

（14）

（15）

式中：VS為次級繞組的輸出電壓；VACMAX為輸入交流電壓最大值，則：

（16）

（17）

則VR1=22 V，VR2=57.1 V，VD2，VD3，VD4均選擇MBR1060CT，最大反向電壓60 V，最大整流電流10 A。RC串聯諧振可以消除尖峰脈沖，防止二極管擊穿。

第一級濾波電容的選擇由式（18）確定：

（18）

式中：Iout是輸出端的額定電流，單位為A；Dmin是在高輸入電壓和輕載下所估計的最小占空比（估計值為0.3）；V（PK?PK）是最大的輸出電壓紋波峰峰值，單位為mV。計算得出后考慮閾值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V。

第二級經LC濾波使不滿足紋波要求的電壓再次濾波。輸出濾波電容器不僅要考慮輸出紋波電壓是否可以滿足要求，還要考慮抑制負載電流的變化，在這里可以選擇C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V。C5取經驗值0.1 μF/25 V。輸出濾波電感根據經驗取2.2～4.7 μH，采用3.3 μH的穿心電感，能主動抑制開關噪聲的產生。為減少共模干擾，在輸出的地與高壓側的地之間接共模抑制電容C15。

3.6 反饋回路設計

開關電源的反饋電路有四種類型：基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩壓管的光耦反饋電路、配TL431的光耦反饋電路。本設計采用電壓調整率精度高的可調式精密并聯穩壓器TL431加線形光耦PC817A構成反饋回路。

TL431通過電路取樣電阻來檢測輸出電壓的變化量ΔU，然后將采樣電壓送入TL431的輸入控制端，與TL431的2.5 V參考電壓進行比較，輸出電壓UK也發生相應變化，從而使線性光電耦合器中的發光二極管工作電流發生線性變化，光電耦合器輸出電流。

經過光電耦合器和TL431組成的外部誤差放大器，調節TOP223Y控制端C的電流IC，調整占空比D（IC與D成反比），從而使輸出電壓變化，達到穩定輸出電壓的目的。

對于電路中的反饋部分，開關電源反饋電路僅從一路輸出回路引出反饋信號，其余未加反饋電路。這樣，當5 V輸出的負載電流發生變化時，定會影響12 V輸出的穩定性。

解決方法是給12 V輸出也增加反饋電路。另外，電路中C10為TL431的頻率補償電容，可以提高TL431的瞬態頻率響應。R5為光電耦合器的限流電阻，R5的大小決定控制環路的增益。電容器C13為軟啟動電容器，可以消除剛啟動電源時芯片產生的電壓過沖。

下面主要是確定R4～R8的值：

按照應用要求，對5 V電源要求較高，但也要兼顧12 V電源，權衡反饋量，將R7，R8的反饋權值均設置為0.6，0.4，各個輸出的穩定性均得到保障和提高。

只有5 V輸出有反饋時，如R4，R7取值均為10 kΩ，此時電流=250 μA，分權后，R7分得150 μA、R8分得150 μA。根據TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之間存在以下關系：

（19）

（20）

式中：VREF為TL431參考端電壓，為2.5 V；Vo為TL431輸出電壓。根據電流分配關系得（單位：kΩ）：

（21）

（22）

又由電路可知 ：

（23）

式中：VF 為光耦二極管的正向壓降，由PC817技術手冊知，典型值為1.2 V。先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取標稱值150 Ω。

3.7 控制回路

由電容C7和電阻R12串聯組成。C9用來濾除控制端的尖峰電壓并決定自動重啟動時序，并和R12一起設定控制環路的主極點為反饋控制回路進行環路補償。由數據手冊知，C9選擇47 μF/25 V的電解電容，當C9 =47 μF時，自動重啟頻率為1.2 Hz，即每隔0.83 s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作[1]。R12取6.2 Ω。

4 實驗結果及分析

根據以上的設計方法和規范，設計出的一種基于TOP223Y雙路+5 V/3 A，+12 V/1 A輸出的反激式開關電源。在寬范圍85～265 VAC的輸入范圍下對其性能進行了測試，如表1所示。

表1 開關電源輸入性能測試數據（部分）

由以上選取的實驗數據得出，+5 V/3 A（反饋權重0.6，負載500 Ω）輸出的電壓調整率為SV = ±0.18%，輸出的紋波電壓為39 mV，輸出的最大電流為3.2 A；

+12 V/1 A（反饋權重0.4，負載750 Ω）輸出的電壓調整率為SV = ±0. 3%，輸出的紋波電壓為68 mV，輸出的最大電流為1.10 A。

該電源在滿載狀態時，功率可達27.6 W，最大占空比為0.60， 電源效率為83.1%，開關電源具有良好的性能，滿足應用要求。

6 結 語

本開關電源的設計，芯片的高度集成化，電路設計簡單。電源的性能通過參數的調節仍有提升的空間。雙輸出雙反饋異權重的設計使開關電源的更加實用靈活，不同的保護電路的設計，使電源的實用更加安全可靠，該電源在實際應用中表現良好。

參考文獻

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[2] 馬瑞卿，任先進.一種基于TOP224Y 的單片開關電源設計[J].計算機測量與控制，2007，15（2）：225?227.

[3] 潘騰，林明耀，李強.基于TOP224Y芯片的單端反激式開關電源[J].電力電子技術，2003（2）：20?22.

[4] 趙祥，方方，馬柯帆，等.基于TOP261YN芯片的多路輸出單端反激式開關電源的設計[J].核電子學與探測技術，2010（11）：1529?1532.

[5] 戚本宇.多路輸出單端反激式開關電源設計[D].淄博：山東理工大學，2012.

[6] 房雪蓮.基于UC3845的非隔離反激式輸出可調開關電源設計[J].現代電子技術，2012，35（16）：174?177.

開關電源電路范文第5篇

【關鍵詞】低壓開關柜；雙路電源；進線設計

中圖分類號：S611文獻標識碼：A文章編號：

低壓開關柜會經常需要兩路電源進線。這兩路電源一路為市電，另一路為自發電源，要求在某一路電源停電時切換到另一路電源上。但一路電源合閘后另一路就不準合閘，以避免一路有電電源向另一路無電電源倒送電，造成事故。

一、低壓開關柜

1、概述

低壓開關柜中進線柜、母聯柜、電容柜采用固定分隔式結構，出線柜采用抽屜式結構。本技術要求適用于本合同的成套低壓固定分隔式開關柜或抽屜式開關柜，它對戶內低壓開關包括母線的設計、材料、結構、試驗、技術文件等提出了最低要求。

2、技術標準

除相關文件提出的要求外，所有設備還應符合中華人民共和國標準（GB）或有關國際標準的最新版本，應提供經LOVAG認可的國際權威試驗室的型式試驗報告、國內型式試驗報告和3C認證證書。

3、使用條件

（1）海拔高度：2000米以內；

（2）環境溫度：-20～+50℃；

（3）相對濕度：95%（20℃時）。

4、系統數據

（1）400V，3相4線，50Hz，中性點接地。

（2）電壓變化范圍：正常±10%，瞬時-20%，頻率變化范圍±4%。

5、系統說明

（1）本設備用于本項目變電所的低壓配電系統。

（2）本低壓開關柜應包括主電路、輔助電路、母線，是一臺或多臺低壓開關電器及其保護和控制裝置的組合，同時包括控制、測量、信號指示和各種附件以及所有內部電氣和機械的連接。

（3）低壓控制裝置包括低壓一次設備（如熔斷器、斷路器、接觸器、熱繼電器等）和二次系統。按照本技術標書所附系統圖的要求，將有關的一、二次設備組裝在封閉的金屬柜內，成為低壓開關柜。

（4）元器件選用

要求智能型框架斷路器具有完善的三段式保護：過載長延時、短路瞬動、短路延時、接地保護（根據施工圖要求進行配置）及上下級配合功能。

所有受電主開關和饋電開關，應使用同一公司同一品牌的產品。

（5）斷路器安裝方式

整定電流500A以上的斷路器采用框架式（ACB）抽出安裝。整定電流500A及以下的斷路器采用塑殼式，采用插拔式安裝。

（6）其它

風機正、反轉可在低壓開關柜內和現場完成。

二、低壓開關柜中雙路電源進線的設計

雙路電源進線的常用設計方法是采用雙投開關，如HS13。這種雙投開關的結構決定了只能做在柜深較深的固定式面板的柜中，如PGL柜中，局限性就比較大。

現在主隔離開關都選用全封閉式免維護引進產品QSA刀熔開關或QA無熔斷器隔離開關。如果兩路電源每路進一只QSA(或QA)，出線端并聯引出，只要專門設計機械聯鎖機構以保證兩只開關不能同時合閘，那么無論是在選用元件的先進性，安裝的靈活適應性上都將比舊式的雙投開關好。機械聯鎖裝置有多種設計方案，原理都是利用合閘開關旋轉90，后反映到距離的變化，阻止另一開關的旋轉(合閘)。但這些設計有的要破壞開關的完整性—焊接轉軸等，有的要妨礙柜中元件的維護、檢修。

現在設計一種適用于任何柜體，且只與操作手柄的安裝孔(在門上)及鎖頭(可卸件)發生關系的機械聯鎖機構(見下圖)。在GLG-0.4分隔式低壓開關柜和XLL-0.4組合分隔式開關柜上安裝使用了幾十套，效果很好。

1.聯鎖擋板2.定位板3.偏心輪4.防伸擋板

5.自攻螺釘ST4.8x196.緊定螺釘7.螺釘8.導向銷

機構是用套在鎖頭方軸上特制凸輪塊隨鎖頭旋轉時最高點頂住聯鎖擋板，壓住另一把QSA鎖頭方軸上凸輪的最低邊，因而阻止了兩只開關同時合附的可能性。在實際制作中，因手柄長度較長(140mm)，當一只開關合上后，強行扳動另一只開關時，凸輪對聯鎖擋板所施的力矩約是手柄所施力的5倍，無疑會對另一開關軸產生很強的推力，迫使兩根軸向上下兩端延伸，兩軸間距增大。一旦間距增大到超過偏心凸輪的最高點與最低點的差值時，凸輪便會強行轉過聯鎖擋板的阻止產生誤動作，這是絕對不允許的，為此在兩凸輪的最外兩邊裝設兩塊“防伸擋板”，防止兩軸的延伸。這樣，除非將固定“防伸擋板”的兩只ST4.8mmx19mm。自攻螺釘切斷，否則便不可能誤動作。

這種機械聯鎖機構巧妙地利用操作手柄四只安裝孔，結構緊湊，大面積的聯鎖擋板裝在門背后隨門一起轉動，不占倉位面積，不遮視線，不影響接線和倉位元件維修。安裝開關柜時可以在所有元件安裝完畢后再加裝本聯鎖裝置，安裝維修極為方便。，

聯鎖機構總計五種零件，九件。其中兩種，四件為機加工件；三種，五件為飯金件。因精度要求不高，制作較為方便，而且適用范圍廣，可適用于QSA-16oA-QSA-63oA；QA-400A~QA-630A等用H系列旋轉操作手柄的任一種開關。

最近我發現用兩只QSA豎直合并后，中間加聯鎖機構及出軸，并將兩只開關固定在一勢板上，做成QSA(或QA)式的雙投開關的資料。與這種產品相比，上述的雙電源進線設計仍有其優越性，這是由于:(1)新雙投開關占用倉位較多。以QSA-630A為例，豎裝兩開關總長為6900m加板后整體不會小于750mm，只能裝在800~880mm高的倉位中；而機械聯鎖式用兩只橫裝的QSA-630A總高540mm，可裝在600-660mm的倉中，縮小了一個檔次的倉位高度；(2)雙電源進線中較常用一路開關(如常用市電)較易損壞，而另一路開關使用時間相對小得多。當常用的一路開關需更換時，新雙投開關因連在一起只能一起換掉；而分立式雙路開關只需換掉一只常用開關即可，維護費用相對較為節省；(3)新雙投開關完全由兩只QSA(或QA)拼裝加附加機構而成，而分立式雙路開關僅增加一套成本不高、易于自制的機械聯鎖機構，總計價格估計不會高于新雙投開關。

三、低壓開關柜雙電源供電的實現

對于單母線分段雙電源供電系統，可有多種運行方式，本設計僅為二路電源同時供電，以母聯作備自投的一種常用方案，其特點是當工作電源失電后，母聯在滿足自投條件下自動投入運行；當失電線路恢復來電時，又能自動切斷母聯斷路器，自動恢復原線路供電。

1、ATS裝置動作的基本條件

（1）母線工作電源由人工手動切除，或保護裝置動作跳閘造成母線失電，ATS裝置不應動作

（2）I(II)段母線工作電源斷開后，II(I)段工作母線應具有60％～70％的額定電壓（228V~266V）方具備自投條件。

（3）工作母線失壓保護按母線額定電壓的25％（95V）整定，電壓繼電器1KV～4KV全部按串聯連接，線圈長期允許工作電壓為440V。若運行中發生B相熔絲熔斷，1KV（3KV）和2KV（4KV）的電壓降相同，同為190V，此時因1KV(3KV)繼電器實際工作電壓高于整定值，因而1KV（3KV）不會誤動作，僅發生缺相報警信號，因而避免了ATS的誤動作。

（4）ATS是否投入運行，由運行值班人員根據所需的運行方式決定，并由工作轉換開關1SA（2SA）切換至所需工位。

2、母線初次送電

I，II段母線分別由二路電源供電，轉換開關1SA~3SA均在手動位置，由工人手動操作，先后合上進線斷路器1QF，2QF。

3、自投過程

（1）將母聯斷路器3QF置于熱備用狀態。

（2）在二路電源同時供電的情況下，操作轉換開關1SA~3SA，置于自動工作位置。

（3）假設I段工作母線失壓并斷流，時間繼電器1KT動作，1KC釋放，I段進線斷路器經延時后跳閘，延時時間的整定應避免母線晃電造成瞬間斷電而誤動作。

（4）1QF跳閘后，母聯3QF合閘回路全部通路，并完成自投合閘過程。

4、自復過程

（1）當I段進線電源側三相全部恢復供電后，3KT即失電延時返回，并接通3QF跳閘回路，使母聯跳閘。

（2）3QF跳閘后，1HQ即得電，并將I段進線電源合上恢復供電。

（3）如運行要求不需要來電自復，只須將3QF分閘回路切換片1XB切換至信號位置，指示進線電源已恢復供電。

5、故障失電

I(II)段母線在運行時如發生故障,過流繼電器2KC(4KC)動作，I(II)段進線斷路器1QF(2QF)立即分閘，并啟動5KA(6KA) ，使3QF合閘回路斷開，禁止ATS誤動，并發出過流報警信號。報警信號由人工手動復位。

結束語

以上所設計的雙路進線QSA(QA)聯鎖機構無論在通用性、可靠性、經濟性和新穎性方面都占優勢，可供成套廠、設計院及新型雙投開關試制廠設計部門參考。

參考文獻

[1] 王士勇,宋彬. GFW開關柜改型研究及應用[J]. 煤炭技術. 2008(06)