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驅動電源范文第1篇

1）實際導通時柵極偏壓一般選12～15V為宜；而柵極負偏置電壓可使IGBT可靠關斷，一般負偏置電壓選－5V為宜。在實際應用中為防止柵極驅動電路出現高壓尖峰，最好在柵射之間并接兩只反向串聯的穩壓二極管。

2）考慮到開通期間內部MOSFET產生Mill－er效應，要用大電流驅動源對柵極的輸入電容進行快速充放電，以保證驅動信號有足夠陡峭的上升、下降沿，加快開關速度，從而使IGBT的開關損耗盡量小。

3）選擇合適的柵極串聯電阻（一般為10Ω左右）和合適的柵射并聯電阻（一般為數百歐姆），以保證動態驅動效果和防靜電效果。根據以上要求，可設計出如圖1所示的半橋LC串聯諧振充電電源的IGBT驅動電路原理圖。考慮到多數芯片難以承受20V及以上的電源電壓，所以驅動電源Vo采用18V。二極管V79將其拆分為＋12．9V和－5．1V，前者是維持IGBT導通的電壓，后者用于IGBT關斷的負電壓保護。光耦TLP350將PWM弱電信號傳輸給驅動電路且實現了電氣隔離，而驅動器TC4422A可為IGBT模塊提供較高開關頻率下的動態大電流開關信號，其輸出端口串聯的電容C65可以進一步加快開關速度。應注意一個IGBT模塊有兩個相同單管，所以實際需要兩路不共地的18V穩壓電源；另外IGBT柵射極之間的510Ω并聯電阻應該直接焊裝在其管腳上（未在圖中畫出），而且最好在管腳上并聯焊裝一個1N4733和1N4744（反向串聯）穩壓二極管，以保護IGBT的柵極。

2實驗結果及分析

在變換器的LC輸出端接入兩個2W／200Ω的電阻進行靜態測試。實驗中使用的儀器為：Agi－lent54833A型示波器，10073D低壓探頭。示波器置于AC檔對輸出電壓紋波進行觀測，波形如圖5所示。由實驗結果看，輸出紋波可以基本保持在±10mV以內，滿足設計要求。此后對反激變換器電路板與IGBT模塊驅動電路板進行對接聯調。觀察了IGBT柵極的驅動信號波形。由實驗結果看，IGBT在開通時驅動電壓接近13V，而在其關斷時間內電壓接近5V。這主要是電路中的光耦和大電流驅動器本身內部的晶體管對驅動電壓有所消耗（即管壓降）造成的，故不可能完全達到18V供電電源的水平。

3結論

驅動電源范文第2篇

    隨著市面上超大功率LED路燈、LED隧道燈的出現,LED驅動電源故障頻頻,加之LED路燈驅動電源多采用內置式設計,往往造成LED燈電源維護困難重重,加之部分廠家缺乏售后維修服務,于是業主的怨聲載道,經過媒體的夸大宣傳后造成大眾對LED燈的誤解,影響了LED產業聲譽。

    LED燈驅動電源的七條經驗:

    1、智能控制是LED燈具的優勢之一,而電源是智能控制的關鍵。

    智能控制在LED路燈和LED隧道燈照明應用上條件最成熟效果最明顯,智能控制能在不同時間段、根據道路車流密度來實現燈具功率的無級控制,既滿足應用要求,又實現巨大的節能效果,可以為公路主管單位節省大量經費。在隧道照明上的應用不但可以節能,還可以按照隧道外的亮度情況自動調節隧道出入口亮度,給司機提供一個視覺過度階段,以保證駕駛安全。

    2、放棄4路以上輸出,發展單路或兩路輸出,放棄大電流和超大電流,發展小電流。

    輸出路數越多越復雜,不同出路之間的電流干擾解決起來成本很高,如不解決則故障率較高。另外輸出路數越多則總輸出電流也就越大,而電流是發熱的主要原因,電壓本身不直接導致發熱,簡單來說發熱量與電流的平方成正比,也就是說電流增加到原來的2倍的話,發熱量將增加到原來的4倍,電流增加到原來3倍,發熱量將增加到原來9倍。綜上所述,單路或兩路輸出的LED燈電源故障率會降低很多。

    3、散熱和防護是電源故障的主要外部因素。

    不僅電源本身會發熱,燈具也會發熱,這兩種熱源如何合理的散發出去是燈具設計工程師必須考慮的問題,一定要防止熱量的過度集中,形成熱島效應,影響電源壽命。采用分離式電源方案是一個好的選擇。

    4、放棄大功率、超大功率,選擇較高穩定性的中小功率電源。

    因為功率越大,發熱量越大,里面的零部件也越緊湊,不利于散熱,而溫度正是電源發生故障的罪魁禍首。再者,小功率電源相對來說發展的較為成熟,穩定性和成本方面都有優勢。其實很多大功率電源方案都沒有經過時間驗證及實踐證明,都是匆匆上馬的項目,都是實驗性的產品,因此故障層出不窮。相比之下中小功率電源因發展較早,技術方案要成熟的多。

    5、維護的可行性。

    電源的故障問題不可能完全避免,只有把電源的更換做的跟常規照明的光源的更換那么簡便時,才能是用戶用的開心,即便是電源壞了,心情也不會太差,而用戶的心情好壞決定著LED燈廠家的命運。

    6、防護性能。

    防護問題也很重要,水分的滲透可能引起電源的短路,外殼上的沙塵會影響電源的散熱,暴曬則容易引起高溫和電線及其他元器件的老化,從實際使用中的經驗來看,旋轉接線插頭的故障率較高,多數為漏水造成故障。

    7、模塊化設計。

驅動電源范文第3篇

摘要：隨著LED技術的日益成熟，LED已經被應用到很多領域，特別是在大功率商業照明領域，LED憑借其具有節能、長壽命、可靠性高、低成本等優點，充分地展現出高性價比的特點。本文設計一種反激式原邊反饋低成本方案的驅動電源，在100-240V電壓范圍內輸出電流精度達到±5%，功率因數大于0.9，效率大于85%，并具有過壓、短路保護功能。通過分析其工作原理并對具體參數給出詳細的計算過程。對LED驅動電源工程師在設計的過程中具有一定的參考價值。

關鍵詞：原邊反饋；MPS4021；LED電源

中圖分類號：TM402文獻標識碼：A

1引言

LED作為新型的節能光源，具有高光效、環保、長壽命等特點。LED使用時需要恒流輸出的驅動電源，目前大多數采用次級反饋方案[1-2]，該方案從輸出端進行電流采樣，再通過運算放大器將信號進行放大后利用光耦進行初次級隔離反饋控制。該方案輸出電流精度較高，但反饋電路元件較多，成本相對較高。本設計采用反激式原邊反饋低成本方案，通過檢查高頻變壓器初級繞組的電流實現對次級輸出電流的控制，輸出電流精度可達到±5%，基本達到LED驅動電源對電流精度的要求，并且集成了功率因數校正電路，所設計電源功率因數大于0.9，能夠符合能源之星對燈具功率因數的要求。電路結構簡單、低成本、高可靠性，在現有市場上具有一定的競爭力。

2原邊反饋方案的工作原理

原邊反饋方案具有結構簡單、低成本、高可靠性等優點。變壓器起到變壓和傳遞能力的作用，控制芯片通過檢測反激變壓器初級繞組的峰值電流來控制次級繞組的輸出電流[3-4]。如圖1所示，電路反饋具有兩個反饋環，一個是通過輔助繞組檢查輸出電壓信號的電壓外環，另一個是通過檢查初級繞組的峰值電流的電流內環。通過設計好這兩個反饋環路，提高系統的穩定性，可以得到較高精度的輸出電流。

3基于MPS4021控制芯片的電路設計

MPS4021是一個初級端控制的離線LED照明控制器。原邊控制可以顯著簡化了LED照明驅動系統消除了光電耦合和在一個孤立的單級轉換器的次級反饋組件[5-7]。其專有的實時電流控制方法，可以從檢測初級電流來準確地控制次級輸出電流。內部集成了電流精度補償模塊，可以提高線路的LED電流精度。

如圖2 MPS4021芯片引腳功能圖所示，MPS4021集成了功率因數校正功能，并在臨界導通模式下工作。功率因數校正功能可以實現在通用電壓范圍內PF>0.9。邊界導通工作模式可減少開關損耗，提高了EMI性能。極低的啟動電流和靜態電流，可以減少功率消耗，同時MPS4021提供了多種先進的保護措施，包括過電壓保護，短路保護，逐周期電流限制和熱關斷，以提高系統的安全性。

本設計采用MPS4021方案設計一種反激式原邊反饋低成本的驅動電源，LED燈板為14串29并排列，本設計選用406顆3528燈珠芯片做為LED負載，每顆燈珠正向導通電壓Vf為3.0V-3.4V，工作電流If為20mA，輸出電壓額定值為45V、輸出電流額定值為580mA，LED燈光功率約為26W，設計要求驅動電源效率大于85%，則電源輸入功率約為30W。具體電路原理圖如圖3所示，驅動電路主要包括浪涌保護電路、功率因數校正電路、MOS管驅動電路、RCD吸收回路、電流反饋電路和過壓、短路保護電路。每一模塊電路合理地設計可以保證電源穩定的工作，提高電源的可靠性，本文主要分析電流反饋電路和過壓、短路保護電路并給出了反激變壓器的詳細計算過程。

4結論

本文采用了MPS4021方案設計了一種反激式原邊反饋低成本的驅動電源，雙閉環反饋系統，電流內環反饋保證了電源輸出電流的穩定，電流精度達到±5%，同時電壓外環反饋也保證了過壓、短路等故障時系統的可靠性。本設計分析原邊反饋方案的工作原理，并對驅動電源的反饋電路、保護電路和高頻變壓器進行了詳細的計算。最終所設計的產品經驗證能夠達到預期設計的效果。

參考文獻

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[8]邱關源，羅先覺 .電路 第五版[M].北京：高等教育出版社，2006.

驅動電源范文第4篇

關鍵詞： 太陽能路燈； LED； 恒流驅動電源； 開關電源； XL6006

中圖分類號： TN86?34； TK513 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）06?0168?03

Abstract： Aiming at the application of the high?power constant current driving technology in solar LED street light， a design method of the high?power LED constant driving power supply is introduced. The working principle of Boost switching power supply and element parameter calculation method of its driving power supply are given. The efficiency of the designed power supply was tested. Its conversion efficiency is 92% while the step?up ratio is 1.4. The test results show that the constant current driving power supply of the LED street lamp has high conversion efficiency and a certain practical value.

Keywords： solar street lamp； LED； constant current driving power supply； switching power supply； XL6006

0 引 言

太能是人們公認的清潔能量[1]。隨著太陽能光伏發電技術發展和大功率LED生產工藝水平的提高，光伏太陽能LED路燈[2]作為一種高效、環保、節能、綠色照明[3]，在照明領域中得到推廣與應用[4]。LED是一種半導體發光器件，其壽命極易受到溫度影響[5]。為了延長太陽能LED路燈的使用壽命，要采用恒流驅動電源[6]來驅動太陽能LED燈。

針對大功率的恒流驅動技術在太陽能LED路燈中應用，本文介紹了大功率LED恒流驅動電源設計方法與技術。本LED路燈恒流驅動電源具有轉換效率高，成本低廉等特點。

1 Boost開關電源工作原理

太陽能路燈采用的大功率LED燈，一般是由小功率的LED燈串聯而成；因此，在太陽能LED路燈照明系統中，需要一個升壓式開關電源（DC/DC變換電路[5]）來驅動大功率LED照明燈。升壓式開關電源的原理圖[5]如圖1所示，其中：L為功率電感；A1和A2構成PWM調制電路；D為續流二極管；C為濾波電容；RL為電源的負載。圖2（a）為當T閉合時的等效電路，圖2（b）為當T 斷開時等效電路。在圖2中，當電路工作在穩態時，電感器上的電流的變化量相等， 根據電路知識可得到如下等式：

[UiTON=（Uo-Ui）TOFF] （1）

式中：TON為開關閉合時間；TOFF為開關斷開時間，令D1=[TONTS]，D2=[TOFFTS]；TS為開關周期，利用D1+D2=1關系式，可得到輸出電壓與輸入電壓的關系：

[UoUi=11-D1=1D2] （2）

分析可知電感紋波電流、開關頻率和電感之間的關系為：

[ΔiL1=1LfsUiD1] （3）

式中，電感器的紋波電流大小與輸入電壓Ui和占空比D1成正比，與電感量L和開關頻率fs成反比，它是選定電感量的重要的理論依據。

當轉換器工作在穩態時，得電感上的平均輸入電流如下：

[ILA=Io（1-D1）] （4）

式中：ILA電感上的平均輸入電流；Io為平均輸出電流。

2 太陽能LED路燈恒流驅動電源設計

2.1 電路原理圖

圖3為LED路燈用的恒流驅動開關電源的電路圖。由圖3可知，本設計主要由XL6006芯片、微控制器、儲電池和一些元件構成。XL6006是一塊高效升壓型開關型恒流驅動芯片，其內部集成了功率開關管，具有電源轉換率高和元件少等優點，是理想的LED恒流驅動芯片。L為大功率儲能電感器，D1為開關電源的續流二極管，當XL6006內部的功率開關管閉合時，XL6006第3引腳接地，二極管D1反偏截止，電感器中的電流線性增大，電感器儲能；當XL6006內部的功率開關管斷開時，XL6006第3引腳懸空，二極管D1正偏導通，電感器中的電流流向負載LED。ST15W401為一片單片機，內部集成了A/D轉換器和PWM控制器，R1和R2為分壓電路，儲電池的電壓通過分壓電路分壓之后，輸到單片機的第1腳。RS為電流取樣電阻， D3和RF為開關電源的功率控制路，控制太陽能路燈恒流驅動電源輸出功率。

2.2 電路參數的計算

在計算PWM占空比D1時，按輸入電壓為12.5 V，輸出電壓為24 V計算，所以根據式（2）可以計算此驅動電源的占空比D1為：

[D1=Uo-UiUo=24-12.524≈0.479] （5）

在計算電感器的平均電流ILA時，按輸出的電流為1 A計算，根據式（4）可計算出電感器的平均電流（單位為A）：

[ILA=Io1-D1=11-0.479≈1.9] （6）

在設計電路時，為了讓變轉換器工作在CCM模式下，電感器的電流的變化量不大于電感器平均電流的50%，在此設計中，電感器最大電流變化量按40%計算（單位為A）：

[ΔIL=ILA×0.4=1.9×0.4≈0.77] （7）

因此，可計算出電感器的峰值電流（單位為A）：

[Ipeak=ILA+ΔIL=1.9+0.77=2.67] （8）

因為 XL6006的開關頻率fs為180 kHz，根據式（3）可以計算出轉換器的電感值（單位為μH）：

[L=1ΔiL1fsUiD1=12.5×0.4790.77×180×103≈43.2] （9）

根據以上的電感的計算結果，本設計選用47 μH， 5 A的電感器。

3 設計實例樣機的試制及性能指標的測試

為了驗證設計的正確性，根據以上的電路圖和計算出來的元件參數值試制一臺樣機，并對樣機進行測試。在測試時，選用臺灣晶元大功率LED燈珠進行實驗，把6顆5 W的LED燈珠串聯成30 W的大功率LED燈，并把這些LED燈貼在一個大散熱器上進行實驗。調節輸入電壓值，用萬用表測量不同輸入電壓下的輸入功率與輸出功率，計算轉換效率，并用表格記錄下每次測量結果，如表1所示。

由表1可以看出，當輸入電壓在11 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在87%左右；當輸入電壓在12 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在89%左右；當輸入電壓在13 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在90%左右；當輸入電壓在14 V左右時，恒流驅動電源的轉換效率在91%左右。由此可見，本恒流轉換器具有較高的轉換效率。為了進一步地了解Boost 升壓型開關電源的升壓比與轉換效率的關系，用數值計算方法擬合升壓比和效率數據，擬合曲線如圖2所示。從圖2可以看出，升壓比和效率成反比關系。從圖可以看出，當升壓比為1.4時，其轉換效率約為92%，當升壓比為1.5時，其轉換效率約為91%，當升壓比為2時，其轉換效率約為87%，通過計算，由此可見，在設計Boost恒流驅動電源時，為了得到較高的轉換效率，升壓比控制在2倍以內。

4 結 論

太陽能LED恒流驅動電源，是光伏太陽能LED路燈照明系統的關鍵部件，其設計質量，直接影響LED路燈的使用壽命。針對Boost恒流驅動技術在太陽能LED路燈中應用，本文介紹太陽能LED路燈恒流驅動開關電源設計方法，并通過實例參數試制一臺實驗樣機，用數值計算方法擬合了樣機升壓比和效率數據，當升壓比為1.4時，其轉換效率約為92%，當升壓比為1.5時，其轉換效率約為91%，當升壓比為2時，其轉換效率約為87%。測試表明，該恒流驅動的設計方法可行，能為設計大功率LED太陽能路燈恒流驅動電源提供一個參考。

參考文獻

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[3] 劉桂濤，白敬中.太陽能LED路燈在道路照明中的應用[J].孝感學院學報，2009，29（6）：74?76.

[4] 肖海明，陳立，章小印.智能式LED太陽能路燈控制器的設計[J].現代電子技術，2015，38（1）：153?156.

驅動電源范文第5篇

關鍵詞： ARM； 壓電陶瓷； 驅動電源； PI控制器

中圖分類號： TN911?34； TP368.1 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）14?0166?05

High?resolution piezoelectric ceramic actuator power supply based on ARM

GE Chuan， LI Peng?zhi， ZHANG Ming?chao， YAN Feng

（State Key Laboratory of Applied Optics， Changchun Institute of Optics， Fine Mechanics and Physics， CAS， Changchun 130033， China）

Abstract： According to the requirement of the micro piezoelectric actuator for driving power supply， a piezoelectric actuator power supply system was designed. In this paper， the digital circuit and analog circuit in the power supply system were described in detail. The accuracy and the stability of the actuator power supply were analyzed and improved. Finally， the performance of the power supply was verified in experiment. The experimental results indicate that the output voltage noise of the designed power supply is lower than 0.43 mV， the maximum nonlinear output error is less than 0.024%， and the resolution can reach 1.44 mV， which can meet the requirement of static positioning control in the high resolution micro?displacement system.

Keywords： ARM； piezoelectric ceramic； driving power supply； PI controller

0 引 言

壓電陶瓷驅動器（PZT）是微位移平臺的核心，其主要原理是利用壓電陶瓷的逆壓電效應產生形變，從而驅動執行元件發生微位移。壓電陶瓷驅動器具有分辨率高、響應頻率快、推力大和體積小等優點，在航空航天、機器人、微機電系統、精密加工以及生物工程等領域中得到了廣泛的應用[1?3]。然而壓電陶瓷驅動器的應用離不開性能良好的壓電陶瓷驅動電源。要實現納米級定位的應用，壓電陶瓷驅動電源的輸出電壓需要在一定范圍內連續可調，同時電壓分辨率需要達到毫伏級。因此壓電陶瓷驅動電源技術已成為壓電微位移平臺中的關鍵技術[3]。

1 壓電驅動電源的系統結構

1.1 壓電驅動電源的分類

隨著壓電陶瓷微位移定位技術的發展，各種專用于壓電陶瓷微位移機構的驅動電源應運而生。目前驅動電源的形式主要有電荷控制式和直流放大式兩種。電荷控制式驅動電源存在零點漂移，低頻特性差的特點限制其應用[4]。而直流放大式驅動電源具有靜態性能好、集成度高、結構簡單等特點，因而本文的設計原理采用直流放大式壓電驅動電源。直流放大式電源的原理如圖1所示。

圖1 直流放大式壓電驅動電源原理

1.2 直流放大式壓電驅動電源的系統結構

驅動電源電路主要由微處理器、D/A轉換電路和線性放大電路組成。通過微處理器控制D/A產生高精度、連續可調的直流電壓（0～10 V），通過放大電路對D/A輸出的直流電壓做線性放大和功率放大從而控制PZT驅動精密定位平臺。

該設計中采用LPC2131作為微處理器，用于產生控制信號及波形；采用18位電壓輸出DA芯片AD5781作為D/A轉換電路的主芯片，產生連續可調的直流低壓信號；采用APEX公司的功率放大器PA78作為功率放大器件，輸出0～100 V的高壓信號從而驅動PZT。為實現高分辨率壓電驅動器的應用，壓電驅動電源分辨率的設計指標達到1 mV量級。

2 基于ARM的低壓電路設計

2.1 ARM控制器簡介

壓電陶瓷驅動電源中ARM控制器主要提供兩方面功能：作為通信設備提供通用的輸入/輸出接口；作為控制器運行相關控制算法以及產生控制信號或波形實現PZT的靜態定位操作。針對如上需求，本設計采用LPC2131作為主控制器[5]，LPC2131是Philips公司生產的基于支持實時仿真和跟蹤的32位ARM7TDMI?S?CPU的微控制器，主頻可達到60 MHz；LPC2131內部具有8 KB片內靜態RAM和32 KB嵌入的高速FLASH存儲器；具有兩個通用UART接口、I2C接口和一個SPI接口。由于LPC2131具有較高的數據處理能力和豐富的接口資源使其能夠作為壓電驅動電源的控制芯片。

2.2 D/A電路設計

由于壓電驅動電源要求輸出電壓范圍為0～100 V，分辨率達到毫伏級，所以D/A的分辨率需達到亞毫伏級。本設計采用AD5781作為D/A器件。AD5781是一款SPI接口的18位高精度轉換器，輸出電壓范圍-10～10 V，提供±0.5 LSB INL，±0.5 LSB DNL和7.5 nV/噪聲頻譜密度。另外，AD5781還具有極低的溫漂（0.05 ppm/℃）特性。因此，該D/A轉換器芯片特別適合于精密模擬數據的獲取與控制。D/A電路設計如圖2所示。

在硬件電路設計中，由于AD5781采用的精密架構，要求強制檢測緩沖其電壓基準輸入，確保達到規定的線性度。因此選擇用于緩沖基準輸入的放大器應具有低噪聲、低溫漂和低輸入偏置電流特性。這里選用AD8676，AD8676是一款超精密、36 V、2.8 nV/雙通道運算放大器，具有0.6 μV/℃低失調漂移和2 nA輸入偏置電流，因而能為AD5781提供精密電壓基準。通過下拉電阻將AD5781的CLR和LDAC引腳電平拉低，用于設置AD5781為DAC二進制寄存器編碼格式和配置輸出在SYNC的上升沿更新。

圖2 AD5781硬件設計電路圖

在ARM端的軟件設計中，除正確配置AD5781的相關寄存器外，還應正確配置SPI的時鐘相位、時鐘極性和通信模式[5]。正確的SPI接口時序配置圖如圖3所示。

圖3 主模式下的SPI通信時序圖

3 高壓線性放大電路設計

本文壓電驅動電源采用直流放大原理，通過高壓線性放大電路得到0～100 V連續可調的直流電壓驅動壓電陶瓷。放大電路決定著電源輸出電壓的分辨率和線性度， 是整個電源的關鍵。

3.1 經典線性放大電路設計

放大電路采用美國APEX公司生產的高壓運算放大器PA78作為主芯片。PA78的輸入失調電壓為8 mV，溫漂-63 V/°C，轉換速率350 V/μs，輸入阻抗108 Ω，輸出阻抗44 Ω，共模抑制比118 dB。基于PA78的線性放大電路設計如圖4所示。配置PA78為正向放大器，放大倍數為，得到輸出電壓范圍為0～100 V。

如果運放兩個輸入端上的電壓均為0 V，則輸出端電壓也應該等于0 V。但事實上，由于放大器制造工藝的原因，不可避免地造成同相和反相輸入端的不匹配，使輸出端總有一些電壓，該電壓稱為失調電壓。失調電壓隨著溫度的變化而改變，這種現象被稱為溫度漂移（溫漂），溫漂的大小隨時間而變化。PA78的失調電壓和溫漂分別為8 mV、-63 V/°C，并且失調電壓和溫漂都是隨機的，使PA78無法應用于毫伏級分辨率的電壓輸出，需要對放大電路進行改進。

圖4 線性放大電路

3.2 放大電路的改進

這里將PA78視為被控對象G（S），將失調電壓和溫漂視為擾動N（S），這樣就把提高放大器輸出電壓精度轉化成減小控制系統的穩態誤差的控制器設計的問題。在控制器的設計中常用的校正方法有串聯校正和反饋校正兩種[6]。一般來說反饋校正所需的元件數少、電路簡單。但是在高壓放大電路中，反饋信號是由PA78的輸出級提供。反饋信號的功率較高，為元件選型和電路設計帶來不便，故線性放大電路中不使用反饋校正法[7]。而在串聯校正方法中，有源器件的輸入不包含高壓反饋信號，所以該設計采用串聯校正方法，采用模擬PI（比例?積分）控制器G1（S）進行校正，如圖5所示。

圖5 放大電路串聯校正控制系統

圖5中，PI控制器將輸出信號c（t）同時成比例的反應輸入信號e（t）及其積分，即：

（1）

對式（1）進行拉普拉斯變換得：

（2）

由式（2）觀察可得，PI控制器相當于在控制系統中增加了一個位于原點的開環極點，開環極點的存在可以提高系統的型別，由于系統的型別的提高可以減小系統的階躍擾動穩態誤差（對于線性放大電路，可視失調電壓和溫漂為階躍擾動[8]）。同時PI控制器還增加了一個位于復平面中左半平面的開環零點，復實零點的增加可以提高系統的阻尼程度，從而改善系統的動態性能，緩解由犧牲的動態性能換取穩態性能對系統產生的不利影響[9]。

放大電路的設計中采用有源模擬PI控制器，改進后的線性放大電路如圖6所示。其中PI控制器的放大器采用AD8676，AD8676的輸入失調電壓低于50 μV（滿溫度行程下），電壓噪聲≤0.04 μV（P?P）@0.1～10 Hz，因此適合用于串聯校正環節，以提高系統穩態性能、減小輸出電壓漂移。

校正環節的系統函數為，其中、，調節R7，R8和C4的參數值，達到減小輸出誤差的目的。

3.3 相位補償

從工程角度考慮，由于干擾源的存在，會使系統的穩定性發生變化，導致系統發生震蕩。因此保證控制系統具有一定的抗干擾性的方法是使系統具有一定的穩定裕度即相角裕度。

由于實際電路中存在雜散電容，其中放大器反向輸入端的對地電容對系統的穩定性有較大的影響[10]。如圖6所示，采用C5和C6補償反向端的雜散電容。從系統函數的角度看，即構成超前校正[10]，增加開環系統的開環截止頻率，從事增加系統帶寬提高響應速度。

PA78有兩對相位補償引腳，通過外部的RC網絡對放大器內部的零極點進行補償。通過PA78的數據表可知，PA78內部的零極點位于高頻段。根據控制系統抗噪聲能力的需求，配置RC網絡使高頻段的幅值特性曲線迅速衰減，從而提高系統的抗干擾能力。圖6中，R4，C1與R5，C2構成RC補償網絡。

圖6 改進后的線性放大電路

此外電路中C3的作用是防止輸出信號下降沿的振動引起的干擾；R10起到偏置電阻的作用，將電源電流注入到放大器的輸出級，提高PA78的驅動能力。

將PI控制器的參數分別設置為KP=10、KI=0.02；超前校正補償電容分別為12 pF和220 pF；RC補償網絡為R=10 kΩ、C=22 pF。利用線性放大電路的Spice模型進行仿真得到幅頻特性和相頻特性曲線如圖7所示。從圖中觀察可得，放大系統的帶寬可達100 kHz，從而保證了系統良好的動態特性，同時相角裕度γ>60°使系統具有較高的穩定性（由于PZT的負載電抗特性一般呈容性，所以留有較大的相角裕度十分必要）。

圖7 改進的放大電路的幅頻和相頻特性曲線

4 驅動電源實驗結果

實驗用壓電陶瓷驅動電源的穩壓電源采用長峰朝陽電源公司的4NIC?X56ACDC直流電源，輸出電壓精度≤1%，電壓調整率≤0.5%，電壓紋波≤1 mV（RMS）、10 mV（P?P）。測量設備采用KEITHLEY 2000 6 1/2 Multimeter。

首先對DAC輸出分辨率進行測量，ARM控制器輸出持續5 s的階躍信號，同時在DAC輸出端對電壓信號進行測量，將測量結果部分顯示見圖8。圖8中顯示AD5781的輸出電壓分辨率可達3.89e-5 V，即38.9 μV。

在模擬電路中，噪聲是不可避免的。對于壓電驅動電源來說，噪聲的等級限制了驅動電源的輸出分辨率。圖9分別給出經典放大電路和改進后的放大電路的測試噪聲。從圖中可得通過使用PI控制器和相位補償元件將壓電驅動電源的輸出噪聲從1.82 mV（RMS）降低至0.43 mV（RMS）。

圖8 DAC分辨率實驗圖

圖9 放大電路噪聲圖

圖10給出了放大電路的輸出分辨率，放大電路的分辨率決定了PZT的定位精度，如要實現納米級的定位精度，驅動電源的分辨率需要達到毫伏級。圖10中，輸出電壓的分辨率可達到1.44 mV。

圖10 放大電路分辨率實驗圖

最后，給出驅動電源電壓線性度曲線。線性度能夠真實的反映出輸出值相對于輸入真值的偏差程度[11]。線性度曲線如圖11所示。得到擬合直線Yfit=9.846Vin+0.024 2，最大非線性誤差為0.024%，能夠滿足精密定位需求。

5 結 論

本文設計的基于ARM的高分辨率壓電陶瓷驅動電源采用直流放大原理，具有低電路噪聲、高分辨率和低輸出非線性度等特性，同時驅動電源的帶寬可達100 kHz。以上特性使本文設計的壓電驅動電源能夠應用于納米級靜態定位的需求，由于其性價比高、結構簡單，故具有很高的實用價值。

圖11 輸出電壓曲線和非線性度曲線

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