開關電源設計
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開關電源設計范文第1篇
開關電源中的功率開關管在高頻下的通、斷過程產生大幅度的電壓和電流跳變,因而產生強大的電磁騷擾,但騷擾的頻率范圍(
電磁騷擾
討論電磁騷擾一般是從騷擾源的特性,騷擾的耦合通道特性和受擾體的特性三個方面來進行的。
1.開關電源中的主要電磁騷擾源
開關電源中的電磁騷擾源主要有開關器件、二極管和非線性無源元件;在開關電源中,印制板布線不當也是引起電磁騷擾的一個主要因素。
1.1 開關電路產生的電磁騷擾
對開關電源來說,開關電路產生的電磁騷擾是開關電源的主要騷擾源之一。開關電路是開關電源的核心,主要由開關管和高頻變壓器組成。它產生的dv/dt是具有較大輻度的脈沖,頻帶較寬且諧波豐富。這種脈沖騷擾產生的主要原因是 :
1)開關管負載為高頻變壓器初級線圈,是感性負載。在開關管導通瞬間,初級線圈產生很大的涌流,并在初級線圈的兩端出現較高的浪涌尖峰電壓;在開關管斷開瞬間,由于初級線圈的漏磁通,致使一部分能量沒有從一次線圈傳輸到二次線圈,儲藏在電感中的這部分能量將和集電極電路中的電容、電阻形成帶有尖峰的衰減振蕩,疊加在關斷電壓上,形成關斷電壓尖峰。這種電源電壓中斷會產生與初級線圈接通時一樣的磁化沖擊電流瞬變,這個噪聲會傳導到輸入輸出端,形成傳導騷擾,重者有可能擊穿開關管。
2)脈沖變壓器初級線圈,開關管和濾波電容構成的高頻開關電流環路可能會產生較大的空間輻射,形成輻射騷擾。如果電容濾波容量不足或高頻特性不好,電容上的高頻阻抗會使高頻電流以差模方式傳導到交流電源中形成傳導騷擾。
1.2 二極管整流電路產生的電磁騷擾
主電路中整流二極管產生的反向恢復電流的|di/dt|遠比續流二極管反向恢復電流的|di/dt|小得多。作為電磁騷擾源來研究,整流二極管反向恢復電流形成的騷擾強度大,頻帶寬。整流二極管產生的電壓跳變遠小于電源中的功率開關管導通和關斷時產生的電壓跳變。因此,不計整流二極管產生的|dv/dt|和|di/dt|的影響,而把整流電路當成電磁騷擾耦合通道的一部分來研究也是可以的。
1.3 dv/dt與負載大小的關系
功率開關管開通和關斷時產生的dv/dt是開關電源的主要騷擾源。經理論分析及實驗表明,負載加大,關斷產生的|dv/dt|值加大,而負載變化對開通的|dv/dt|影響不大。由于開通和關斷時產生的|dv/dt|不同,從而對外部產生的騷擾脈沖也是不同的。
2. 開關電源電磁噪聲的耦合通道
描述開關電源和系統傳導騷擾的耦合通道有兩種方法:
1)將耦合通道分為共模通道和差模通道;
2)采用系統函數來描述騷擾和受擾體之間的耦合通道的特性。
2.1 共模和差模騷擾通道
開關電源在由電網供電時,它將從電網取得的電能變換成另一種特性的電能供給負載。同時開關電源又是一噪聲源,通過耦合通道對電網、開關電源本身和其它設備產生騷擾,通常多采用共模和差模騷擾加以分析。 如圖1,為開關電源共模騷擾等效電路。
“共模騷擾”是指騷擾大小和方向一致,其存在于電源任何一相對大地、或中線對大地間。共模騷擾也稱為縱模騷擾、不對稱騷擾或接地騷擾。是載流體與大地之間的騷擾。如圖2,為帶共模干擾的+5V直流信號。
“差模騷擾”是指大小相等,方向相反,其存在于電源相線與中線及相線與相線之間。差模騷擾也稱為常模騷擾、橫模騷擾或對稱騷擾。是載流體之間的騷擾。
共模騷擾說明騷擾是由輻射或串擾耦合到電路中的,而差模騷擾則說明騷擾源于同一條電源電路的。通常這兩種騷擾是同時存在的,由于線路阻抗的不平衡,兩種騷擾在傳輸中還會相互轉化,情況十分復雜。共模騷擾主要是由|dv/dt|產生的,|di/dt|也產生一定的共模騷擾。但是,在低壓大電流的開關電源中,共模騷擾主要是由|dv/dt|產生的還是由|di/dt|產生的,需要進一步研究。 如圖3,共模/差模信號與磁場的關系。
在頻率不是很高的情況下,開關電源的騷擾源、耦合通道和受擾體實質上構成一多輸入多輸出的電網絡,而將其分解為共模和差模騷擾來研究是對上述復雜網絡的一種處理方法,這種處理方法在某種場合還比較合適。但是,將耦合通道分為共模和差模通道具有一定的局限性,雖然能測量出共模分量和差模分量,但共模分量和差模分量是由哪些元器件產生的,的確不易確定。因此有人用系統函數的方法來描述開關電源騷擾的耦合通道,即研究耦合通道的系統函數與各元器件的關系,建立耦合通道的電路模型。許多系統分析的結果,如靈敏度的分析、模態的分析等,都可用來研究開關電源的EMD的調試和預測。但是,用系統函數的方法分析騷擾的耦合通道,還需要做很多工作。
2.2.2 雜散參數影響耦合通道的特性
在傳導騷擾頻段(小于30MHz)范圍內,多數開關電源騷擾的耦合通道是可以用電路網絡來描述的。但是,在開關電源中的任何一個實際元器件,如電阻器、電容器、電感器乃至開關管、二極管都包含有雜散參數,且研究的頻帶愈寬,等值電路的階次愈高,因此,包括各元器件雜散參數和元器件間的耦合在內的開關電源的等效電路將復雜得多。在高頻時,雜散參數對耦合通道的特性影響很大,分布電容的存在成為電磁騷擾的通道。另外,在開關管功率較大時,集電極一般都需加上散熱片,散熱片與開關管之間的分布電容在高頻時不能忽略,它能形成面向空間的輻射騷擾和電源線傳導的共模騷擾。
電磁騷擾的抑制
對開關電源的EMD的抑制措施,主要是
1)減小騷擾源的騷擾強度;
2)切斷騷擾傳播途徑。
為了達到這個目的,主要從選擇合適的開關電源電路拓撲;采用正確的接地、屏蔽、濾波措施;設計合理的元器件布局及印制板布線等幾個方面考慮。
1.減小開關電源本身的騷擾
減小開關電源本身的騷擾是抑制開關電源騷擾的根本,是使開關電源電磁騷擾低于規定極限值的有效方法。
1)減小功率管通、斷過程中產生的騷擾
上面分析表明,開關電源的主要騷擾是來自功率開關管通、斷的dv/dt。因此減小功率開關管通、斷的dv/dt是減小開關電源騷擾的重要方面。人們通常認為軟開關技術可以減小開關管通、斷的dv/dt。但是,目前的一些研究結果表明軟開關并不像人們預料的那樣,可以明顯地減小開關電源的騷擾。沒有實驗結果表明,軟開關變換器在EMC性能方面明顯地優于硬開關變換器。
有文獻系統地研究了PWM反激式變換器、準諧振零電流變頻開關正激變換器、多諧振零電壓變頻開關反激式變換器、多揩振零電壓變頻開關正激變換器、電壓箝位多諧振零電壓定頻開關反激式變換器以及半橋式零電壓變頻串聯諧振變換器的EMD特性,討論了緩沖電路、箝位電路、變頻與定頻控制對騷擾水平的影響。實驗結果表明,具有電壓箝位的零電壓定頻開關變換器的EMD電平最低。
因此,采用軟開關電源技術,結合合理的元器件布置及合理的印制電路板布線,對開關電源的EMD水平有一定的改善。
2)開關頻率調制技術
將頻率不變的調制改變為隨機調制,變頻調制等。頻率固定不變的調制脈沖產生的騷擾在低頻段主要是調制頻率的諧波騷擾,低頻段的騷擾主要集中在各諧波點上。由F.Lin提出的開關頻率調制方法[3],其基本思想是通過調制開關頻率fc的方法,把集中在開關頻率fc及其諧波2fc,3fc……上的能量分散到它們周圍的頻帶上,由此降低各個頻點上的EMD幅值,以達到低于EMD標準規定的限值。這種開關調頻PWM的方法雖然不能降低總的騷擾能量,但它把能量分散到頻點的基帶上,以達到各個頻點都不超過EMD規定的限值。
2. 接地
“接地”有設備內部的信號接地和設備接大地,兩者概念不同,目的也不同。“地”的經典定義是“作為電路或系統基準的等電位點或平面”。
3.2.1 設備的信號接地
設備的信號接地,可能是以設備中的一點或一塊金屬來作為信號的接地參考點,它為設備中的所有信號提供了一個公共參考電位。
在這里介紹浮地和混合接地,另外,還有單點接地和多點接地。
1)浮地
采用浮地的目的是將電路或設備與公共接地系統,或可能引起環流的公共導線隔離開來。浮地還可以使不同電位間的電路配合變得容易。實現電路或設備浮地的方法有變壓器隔離和光電隔離。浮地的最大優點是抗騷擾性能好。
浮地的缺點是由于設備不與公共地相連,容易在兩者間造成靜電積累,當電荷積累到一定程度后,在設備地與公共地之間的電位差可能引起劇烈的靜電放電,而成為破環性很強的騷擾源。
一個折衷方案是在浮地與公共地之間跨接一個阻值很大的泄放電阻,用以釋放所積累的電荷。注意控制釋放電阻的阻抗,太低的電阻會影響設備泄漏電流的合格性。
2)混合接地
混合接地使接地系統在低頻和高頻時呈現不同的特性,這在寬帶敏感電路中是必要的。電容對低頻和直流有較高的阻抗,因此能夠避免兩模塊之間的地環路形成。當將直流地和射頻地分開時,將每個子系統的直流地通過10～100nF的電容器接到射頻地上,這兩種地應在一點有低阻抗連接起來,連接點應選在最高翻轉速度(di/dt)信號存在的點。
3.2.2 設備接大地
在工程實踐中,除認真考慮設備內部的信號接地外,通常還將設備的信號地,機殼與大地連在一起,以大地作為設備的接地參考點。設備接大地的目的是:
1)保證設備操作人員人身的安全。
2)泄放機箱上所積累的電荷,避免電荷積累使機箱電位升高,造成電路工作的不穩定。
3)避免設備在外界電磁環境的作用下使設備對大地的電位發生變化,造成設備工作的不穩定。
由此可見,設備接大地除了是對人員安全、設備安全的考慮外,也是抑制騷擾發生的重要手段。
3. 屏蔽
抑制開關電源產生的騷擾輻射的有效方法是屏蔽,即用電導率良好的材料對電場屏蔽,用磁導率高的材料對磁場屏蔽。為了防止脈沖變壓器的磁場泄露,可利用閉合環形成磁屏蔽,另外,還要對整個開關電源進行電場屏蔽。屏蔽應考慮散熱和通風問題,屏蔽外殼上的通風孔最好為圓形多孔,在滿足通風的條件下,孔的數量可以多,每個孔的尺寸要盡可能小。接縫處要焊接,以保證電磁的連續性,如果采用螺釘固定,注意螺釘間距要短。屏蔽外殼的引入、引出線處要采取濾波措施,否則,這些會成為騷擾發射天線,嚴重降低屏蔽外殼的屏蔽效果。若用電場屏蔽,屏蔽外殼一定要接地,否則,將起不到屏蔽效果;若用磁場屏蔽,屏蔽外殼則不需接地。對非嵌入的外置式開關電源的外殼一定要進行電場屏蔽,否則,很難通過輻射騷擾測試。
4. 濾波
電源濾波器安裝在電源線與電子設備之間,用于抑制電源線引出的傳導騷擾,又可以降低從電網引入的傳導騷擾。對提高設備的可靠性有重要的作用。
開關電源產生的電磁騷擾以傳導騷擾為主,而傳導騷擾又分差模騷擾和共模干擾兩種。通常共模騷擾要比差模騷擾產生更大的輻射型EMD。目前抑制傳導EMD最有效的方法是利用無源濾波技術。如圖4,為共模與差模噪聲對比(紅色為共模噪聲,藍色為差模噪聲)。
作為一種雙端口網絡EMD濾波器,它對騷擾的抑制性能不僅取決于濾波器本身的拓撲,而且在很大程度上也受EMD濾波器輸入、輸出阻抗值的影響。由于EMD濾波器阻抗和負載阻抗的可變動性以及它們可能直接與電網相連的特點,電源EMD濾波器的輸入、輸出阻抗不但不匹配而且常常是末知的。這就造成了EMD濾波器設計不能完全應用成熟的通信用濾波器的設計方法和理論。這是電源波波器設計面臨的主要問題。
5.元器件布局及印制電路板布線
開關電源的輻射騷擾與電流通路中的電流大小,通路的環路面積,以及電流頻率的平方等三者的乘積成正比,即輻射騷擾E∝I•A•f2。運用這一關系的前提是通路尺寸遠小于頻率的波長。
上述關系式表明減小通路面積是減小輻射騷擾的關鍵,這是說開關電源的元器件要彼此緊密排列。在初級電路中,要求輸入端電容、晶體管和變壓器彼此靠近,且布線緊湊;在次級電路中,要求二極管、變壓器和輸出端電容彼此貼近。
在印制板上,將正負載流導線分別布在印制板的兩面,并設法使兩個載流導體彼此間保持平行,因為平行緊靠的正負載流導體所產生的外部磁場是趨向于相互抵消的。
布線間的電磁耦合是通過電場和磁場進行的,因此在布線時,應注意對電場與磁場耦合的抑制。對電場的抑制方法有:
1)盡量增大線間距離,使電容耦合為最小;
2)采用靜電屏蔽,屏蔽層要接地;
3)降低敏感線路的輸入阻抗。
對磁場的抑制方法有:
1)減小騷擾源和敏感電路的環路面積;
2)增大線間距離,使耦合騷擾源與敏感電路間的互感盡可能地小;
3)最好使騷擾源與敏感電路呈直角布線,以便大大降低線路間耦合。
開關電源設計范文第2篇
關鍵詞： 開關電源； 單端反激； 高頻變壓器； 雙反饋
中圖分類號： TN702?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）14?0162?04
Design of multi?channel switching power supply with single?ended flyback
HU Zhi?qiang 1， WANG Gai?yun1， WANG Yuan 2
（1. Guilin University of Electronic Technology， Guilin 541004， China；2. Shandong Huayu Vocational College， Dezhou 253034， China）
Abstract： A TOP223Y?based switching power supply with multi?channel output single?end flyback AC/DC module was designed. Peripheral circuits are analyzed by TOP Switch series single?chip switching power supply chip and the feedback system composed of TL431 and PC817A. The AC/DC switching power supply whose voltage stabilization adjusting weight is 0.6 and 0.4 with the outputs of +5V/3A and +12V/1A was designed. The experimental results show that the switching power supply has high efficiency， small ripple， high output accuracy and high stability.
Keywords： switching power supply； single?ended flyback； high?frequency transformer； double feedback
單片開關電源自問世以來，以其效率高，體積小，集成度高，功能穩定等特點迅速在中小功率精密穩壓電源領域占據重要地位。美國PI公司的TOPSwitch系列器件即是一種新型三端離線式單片高頻開關電源芯片，開關頻率fs高達100 kHz，此芯片將PWM控制器、高耐壓功率MOSFET、保護電路等高度集成，連接少許器件即可使用[1?2]。本文介紹了一種基于TOP223Y輸出為+5 V/3 A，+12 V/1 A的單端反激式開關電源的設計原理和方法。
1 設計原理
開關電源是涉及眾多學科的一門應用領域，通過控制功率開關器件的開通與關閉調節脈寬調制占空比達到穩定輸出的目的，能夠實現AC/DC或者DC/DC轉換。
TOP223Y共三個端：控制極C、源極S、漏極D。因只有漏極D用作脈寬調制功率控制輸出，故稱單端；高頻變壓器在功率開關導通時只是將能量存儲在初級繞組中，起到電感的作用，在功率開關關閉時才將能量傳遞給次級繞組，起變壓作用，故稱反激式[1]。
圖1 開關電源控制原理框圖
電路功能部分主要由輸入/輸出整流濾波、功率變換、反饋電路組成。工作原理簡述為：220 V市電交流經過整流濾波得到直流電壓，再經TOP223Y脈寬調制和高頻變壓器DC?AC變換得到高頻矩形波電壓，最后經輸出整流濾波得到品質優良的直流電壓，同時反饋回路通過對輸出電壓的采樣、比較和放大處理，將得到的電流信號輸入到TOP223Y的控制端C，控制占空比調節輸出，使輸出電壓穩定。
2 設計要求
設計作為某智能儀器的供電電源，具體的參數要求如下：交流輸入電壓最小值：VACMIN=85 V；交流輸入電壓最大值：VACMAX=265 V；輸出：U1：+5 V/3 A；U2：+12 V/1 A；輸出功率：Po=27 W；偏置電壓：VB=12 V；電網頻率fL=50 Hz；開關頻率fs=100 kHz；紋波電壓：小于100 mV；電源效率：η大于80%；損耗分配因數Z為0.5；功率因數為0.5。
3 設計實例
本設計是基于TOP223Y的多路單端反激式開關電源，性能優越，便于集成。電路原理如圖2所示，可分為輸入保護電路、輸入整流濾波電路、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路、反饋回路、控制電路7個部分。
圖2 開關電源電路原理圖
3.1 輸入保護電路
由保險絲F1、熱敏電阻RT和壓敏電阻RV組成，對輸入端進行過電壓、過電流保護。
保險絲F1用于當線路出現故障產生過電流時切斷電路，保護電路元器件不被損壞，其額定電流IF1按照IF1>2IACRMS選擇3 A/250 VAC保險絲，其中IACRMS為原邊有效電流值。熱敏電阻RT用以吸收開機浪涌電流，避免瞬間電流過大，對整流二極管和保險絲帶來沖擊，造成損壞，加入熱敏電阻可以有效提高電源設計的安全系數，其阻值按照RRT1>0.014VACMAX/IACRMS選擇10D?11（10 Ω/2.4 A）。壓敏電阻RV能在斷開交流輸入時提供放電通路，以防止大電流沖擊，同時對沖擊電壓也有較好鉗位作用。RV選取MY31?270/3，標稱值為220 V。
3.2 輸入整流濾波電路
由EMI濾波電路、整流電路、穩壓電路組成。
EMI濾波電路針對來自電網噪聲干擾。采用由L1，CX1，CX2，CY1，CY2構成典型的Π型濾波器。
CX1和CX2用來濾除來自電網的差模干擾，稱為X電容，通常取值100～220 nF，這里取100 μF；CY1和CY2用來濾除來自電網的共模干擾，稱為Y電容，通常取值為1～4.7 nF，這里取2.2 nF；同樣用來消除共模干擾的共模電感L1的取值8～33 mH，這里取8 mH，采取雙線并繞。
輸入整流電路選擇不可控全波整流橋。整流橋的反向耐壓值應大于1.25倍的最大直流輸入電壓，整流橋的額定電流應大于兩倍的交流輸入的有效值，計算后選擇反向擊穿電壓為560 V，額定電流為3 A的KBP306整流橋。
在當前的供電條件下，輸入儲能電容器CIN的值根據輸出功率按照2～3 μF/W來取值，考慮余量，取CIN=100 μF/400 V的電解電容。假設整流橋中二極管導通時間為tc=3 ms，可由：
（1）
（2）
得到輸入直流電壓的最小值和最大值。
3.3 鉗位保護電路
當功率開關關斷時，由于漏感的影響，高頻變壓器的初級繞組上會產生反射電壓和尖峰電壓，這些電壓會直接施加在TOPSwitch芯片的漏極上，不加保護極容易使功率開關MOSFET燒壞。加入由R1、C2和VD1組成經典的RCD鉗位保護電路，則可以有效地吸收尖峰沖擊將漏極電壓鉗位在200 V左右，保護芯片不受損壞。推薦鉗位電阻R1取27 kΩ/2 W，VD1鉗位阻斷二極管快恢復二極管耐壓800 V的FR106，鉗位電容選取22 nF/600 V的CBB電容。
3.4 高頻變壓器
3.4.1 磁芯的選擇
磁芯是制造高頻變壓器的重要組成，設計時合理、正確地選擇磁芯材料、參數、結構，對變壓器的使用性能和可靠性，將產生至關重要的影響。高頻變壓器磁芯只工作在磁滯回線的第一象限。在開關管導通時只儲存能量，而在截止時向負載傳遞能量。因為開關頻率為100 kHz，屬于比較高的類型，所以選擇材料時選擇在此頻率下效率較高的鐵氧體，由：
（3）
估算磁芯有效截面積為0.71 cm2，根據計算出的考慮到閾量，查閱磁芯手冊，選取EE2825，其磁芯長度A=28 mm，有效截面積SJ=0.869 cm2，有效磁路長度L=5.77 cm，磁芯的等效電感AL=3.3 μH/匝2，骨架寬度Bw=9.60 mm。
3.4.2 初級線圈的參數[3]
（1）最大占空比。根據式（1），代入數據：寬范圍輸入時，次級反射到初級的反射電壓VoR取135 V，查閱TOP223Y數據手冊知MOSFET導通時的漏極至源極的電壓VDS=10 V，則：
（4）
（2）設置。KRP=，其中IR為初級紋波電流；IP為初級峰值電流；KRP用以表征開關電源的工作模式（連續、非連續）。連續模式時KRP小于1，非連續模式KRP大于1。對于KRP的選取，一般由最小值選起，即當電網入電壓為100 VAC/115 VAC或者通用輸入時，KRP=0.4；當電網輸入電壓為230 VAC時，取KRP=0.6。當選取的KRP較小時，可以選用小功率的功率開關，但高頻變壓器體積相對要大，反之，當選取的KRP較大時，高頻變壓器體積相對較小，但需要較大功率的功率開關。對于KRP的選取需要根據實際不斷調整取最佳。
（3）初級線圈的電流
初級平均輸入電流值（單位：A）：
（5）
初級峰值電流值（單位：A）：
（6）
初級脈動（紋波）電流值（單位：A）：
初級有效電流值（均方根值RMS（單位：A））：
（7）
查閱手冊，由：
（8）
可知，選取合適。TOPSwitch器件的選擇遵循的原則是選擇功率容量足夠的最小的型號。
（4）變壓器初級電感
（9）
（5）氣隙長度
（10）
Lg>0.051 mm，參數合適，μy為常數4π×10?7 H/m。
3.4.3 初級次級繞組匝數[4]
當電網電壓為230 V和通用輸入220 V時：每伏特取0.6匝，即KNS=0.6。由于輸出側采用較大功率的肖特基二極管用作輸出整流二極管，因此VD取0.7 V，磁芯的最大工作磁通密度在BM在2 000～3 000 GS范圍內。偏置二極管VDB的壓降取0.7 V，偏置電壓VB取12 V。
初級繞組匝數：
（10）
次級繞組匝數：
（11）
（12）
偏置繞組匝數：
（13）
3.5 輸出整流濾波電路
由整流二極管、濾波電容和平波電感組成。將次級繞組的高頻方波電壓轉變成脈動的直流電壓，再通過輸出濾波電路濾除高頻紋波，使輸出端獲得穩定的直流電壓。肖特基二極管正向導通損耗小、反向恢復時問短，在降低反向恢復損耗以及消除輸出電壓中的紋波方面有明顯的性能優勢，所以選用肖特基二極管作為整流二極管，參數根據最大反向峰值電壓VR選擇，同時二極管的額定電流應該至少為最大輸出電流的3～5倍。次級繞組的反向峰值電壓VSM為：
（14）
（15）
式中：VS為次級繞組的輸出電壓；VACMAX為輸入交流電壓最大值，則：
（16）
（17）
則VR1=22 V，VR2=57.1 V，VD2，VD3，VD4均選擇MBR1060CT，最大反向電壓60 V，最大整流電流10 A。RC串聯諧振可以消除尖峰脈沖，防止二極管擊穿。
第一級濾波電容的選擇由式（18）確定：
（18）
式中：Iout是輸出端的額定電流，單位為A；Dmin是在高輸入電壓和輕載下所估計的最小占空比（估計值為0.3）；V（PK?PK）是最大的輸出電壓紋波峰峰值，單位為mV。計算得出后考慮閾值C6取100 μF/10 V，C8取220 μF/35 V。
第二級經LC濾波使不滿足紋波要求的電壓再次濾波。輸出濾波電容器不僅要考慮輸出紋波電壓是否可以滿足要求，還要考慮抑制負載電流的變化，在這里可以選擇C7取22 μF/10 V，C9取10 μF/35 V。C5取經驗值0.1 μF/25 V。輸出濾波電感根據經驗取2.2～4.7 μH，采用3.3 μH的穿心電感，能主動抑制開關噪聲的產生。為減少共模干擾，在輸出的地與高壓側的地之間接共模抑制電容C15。
3.6 反饋回路設計
開關電源的反饋電路有四種類型：基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩壓管的光耦反饋電路、配TL431的光耦反饋電路。本設計采用電壓調整率精度高的可調式精密并聯穩壓器TL431加線形光耦PC817A構成反饋回路。
TL431通過電路取樣電阻來檢測輸出電壓的變化量ΔU，然后將采樣電壓送入TL431的輸入控制端，與TL431的2.5 V參考電壓進行比較，輸出電壓UK也發生相應變化，從而使線性光電耦合器中的發光二極管工作電流發生線性變化，光電耦合器輸出電流。
經過光電耦合器和TL431組成的外部誤差放大器，調節TOP223Y控制端C的電流IC，調整占空比D（IC與D成反比），從而使輸出電壓變化，達到穩定輸出電壓的目的。
對于電路中的反饋部分，開關電源反饋電路僅從一路輸出回路引出反饋信號，其余未加反饋電路。這樣，當5 V輸出的負載電流發生變化時，定會影響12 V輸出的穩定性。
解決方法是給12 V輸出也增加反饋電路。另外，電路中C10為TL431的頻率補償電容，可以提高TL431的瞬態頻率響應。R5為光電耦合器的限流電阻，R5的大小決定控制環路的增益。電容器C13為軟啟動電容器，可以消除剛啟動電源時芯片產生的電壓過沖。
下面主要是確定R4～R8的值：
按照應用要求，對5 V電源要求較高，但也要兼顧12 V電源，權衡反饋量，將R7，R8的反饋權值均設置為0.6，0.4，各個輸出的穩定性均得到保障和提高。
只有5 V輸出有反饋時，如R4，R7取值均為10 kΩ，此時電流=250 μA，分權后，R7分得150 μA、R8分得150 μA。根據TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之間存在以下關系：
（19）
（20）
式中：VREF為TL431參考端電壓，為2.5 V；Vo為TL431輸出電壓。根據電流分配關系得（單位：kΩ）：
（21）
（22）
又由電路可知 ：
（23）
式中：VF 為光耦二極管的正向壓降，由PC817技術手冊知，典型值為1.2 V。先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取標稱值150 Ω。
3.7 控制回路
由電容C7和電阻R12串聯組成。C9用來濾除控制端的尖峰電壓并決定自動重啟動時序，并和R12一起設定控制環路的主極點為反饋控制回路進行環路補償。由數據手冊知，C9選擇47 μF/25 V的電解電容，當C9 =47 μF時，自動重啟頻率為1.2 Hz，即每隔0.83 s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作[1]。R12取6.2 Ω。
4 實驗結果及分析
根據以上的設計方法和規范，設計出的一種基于TOP223Y雙路+5 V/3 A，+12 V/1 A輸出的反激式開關電源。在寬范圍85～265 VAC的輸入范圍下對其性能進行了測試，如表1所示。
表1 開關電源輸入性能測試數據（部分）
由以上選取的實驗數據得出，+5 V/3 A（反饋權重0.6，負載500 Ω）輸出的電壓調整率為SV = ±0.18%，輸出的紋波電壓為39 mV，輸出的最大電流為3.2 A；
+12 V/1 A（反饋權重0.4，負載750 Ω）輸出的電壓調整率為SV = ±0. 3%，輸出的紋波電壓為68 mV，輸出的最大電流為1.10 A。
該電源在滿載狀態時，功率可達27.6 W，最大占空比為0.60， 電源效率為83.1%，開關電源具有良好的性能，滿足應用要求。
6 結 語
本開關電源的設計，芯片的高度集成化，電路設計簡單。電源的性能通過參數的調節仍有提升的空間。雙輸出雙反饋異權重的設計使開關電源的更加實用靈活，不同的保護電路的設計，使電源的實用更加安全可靠，該電源在實際應用中表現良好。
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開關電源設計范文第3篇
關鍵詞：UC3842 開關電源 PWM
1.引言
開關電源是運用現代電力電子技術，控制開關開啟和關閉的時候，這個比率的輸出電壓穩定的電源，電源一般由脈寬調制控制集成電路和場效應晶體管。開關電源、線性電源，并與成本的功率輸出的增加，但這兩種不同的發展速度。在某一線性功率成本的輸出功率的觀點，但高于開關電源，它被稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新、開關電源技術在不斷的創新，這一成本更低的輸出功率對于移動、開關電源提供了廣闊的發展空間。
2.UC3842的原理及技術參數
2.1 UC3842的原理和概述
UC3842 是開關電源用電流控制方式的脈寬調制集成電路。與電壓控制方式相比在負載響應和線性調整度等方面有很多優越之處。
圖1 UC3842 內部原理框圖
該電路主要特點有：
（1）內含欠電壓鎖定電路 、低起動電流（典型值為0.12mA）；
（2）穩定的內部基準電壓源、大電流推挽輸出（驅動電流達1A）；
（3）工作頻率可到500kHz 、自動負反饋補償電路；
（4）雙脈沖抑制、較強的負載響應特性。
圖1 所示出了UC3842 內部框圖和引腳圖，UC3842 采用固定工作頻率脈沖寬度可控調制方式，共有8 個引腳，各腳功能如下：
①腳是誤差放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性；
②腳是反饋電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V 基準電壓進行比較，產生誤差電壓，從而控制脈沖寬度；
③腳為電流檢測輸入端， 當檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態；
④腳為定時端，內部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數決定，f=1.8/（RT×CT）；
⑤腳為公共地端；
⑥腳為推挽輸出端，內部為圖騰柱式，上升、下降時間僅為50ns 驅動能力為±1A ；
⑦腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW；
⑧腳為5V 基準電壓輸出端，有50mA 的負載能力。
2.2 UC3842的技術參數
3.12V/5A單端反激開關電源原理
3.1 12V/5A電路原理圖
圖2 電路原理圖
3.2 原理分析
1）系統原理
以UC3842為核心控制部件，設計一款AC 220V輸入，DC 12V輸出的單端反激式開關穩壓電源。開關電源控制電路是一個電壓、電流雙閉環控制系統。變換器的幅頻特性由雙極點變成單極點，因此，增益帶寬乘積得到了提高，穩定幅度大，具有良好的頻率響應特性。主要的功能模塊包括：啟動電路、過流過壓欠壓保護電路、反饋電路、整流電路。以下對各個模塊的原理和功能進行分析。電路原理圖如圖2所示。
2）啟動電路
如圖2所示交流電由C16、L1、C15以及C14、C13進行低通濾波，其中C16、C15組成抗串模干擾電路，用于抑制正態噪聲；C14、C13、L1組成抗共模干擾電路，用于抑制共態噪聲干擾。它們的組合應用對電磁干擾由很強的衰減旁路作用。濾波后的交流電壓經D1～D4橋式整流以及電解電容C1、C2濾波后變成3lOV的脈動直流電壓，此電壓經R1降壓后給C8充電，當C8的電壓達到UC3842的啟動電壓門檻值時，UC3842開始工作并提供驅動脈沖，由腳6輸出推動開關管工作。隨著UC3842的啟動，R1的工作也就基本結束，余下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產生電壓給UC3842供電。由于輸入電壓超過了UC3842的工作，為了避免意外，用D10穩壓管限定UC3842的輸入電壓，否則將出現UC3842被損壞的情況。
3）15V/5A電路的短路過流、過壓、欠壓保護
由于輸入電壓的不穩定，或者一些其他的外在因素，有時會導致電路出現短路、過壓、欠壓等不利于電路工作的現象發生，因此，電路必須具有一定的保護功能。如圖2所示，如果由于某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管的漏極電流將大幅度上升，R9兩端的電壓上升，UC3842的腳3上的電壓也上升。當該腳的電壓超過正常值0.3V達到1V（即電流超過1.5A）時，UC3842的PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。這時，UC3842的腳6無輸出，MOS管S1截止，從而保護了電路。如果供電電壓發生過壓（在265V以上），UC3842無法調節占空比，變壓器的初級繞組電壓大大提高，UC3842的腳7供電電壓也急劇上升，其腳2的電壓也上升，關閉輸出。如果電網的電壓低于85V，UC3842的腳1電壓也下降，當下降lV（正常值是3.4V）以下時，PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。如果人為意外地將輸出端短路，這時輸出電流將成倍增大，使得自動恢復開關RF內部的熱量激增，它立即斷開電路，起到過壓保護作用。一旦故障排除，自動恢復開關RF在5s之內快速恢復阻抗。因此，此電路具有短路過流、過壓、欠壓三重保護。
4）反饋電路
反饋電路采用精密穩壓源TL431和線性光耦PC817。利用TL43l可調式精密穩壓器構成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調整。如圖2所示，R4、R5是精密穩壓源的外接控制電阻，它們決定輸出電壓的高低，和TL431一并組成外部誤差放大器。當輸出電壓升高時，取樣電壓VR7也隨之升高，設定電壓大于基準電壓（TL431的基準電壓為2.5V），使TL431內的誤差放大器的輸出電壓升高，致使片內驅動三極管的輸出電壓降低，也使輸出電壓Vo下降，最后Vo趨于穩定；反之，輸出電壓下降引起設置電壓下降，當輸出電壓低于設置電壓時，誤差放大器的輸出電壓下降，片內的驅動三極管的輸出電壓升高，最終使得UC3842的腳1的補償輸入電流隨之變化，促使片內對PWM比較器進行調節，改變占空比，達到穩壓的目的。R7、R8的阻值是這樣計算的：先固定R7的阻值，再計算R8的阻值，即
5）輸出整流濾波電路
輸出整流濾波電路直接影響到電壓波紋的大小，影響輸出電壓的性能。開關電源輸出端中對波紋幅值的影響主要有以下幾個方面。
（1）輸入電源的噪聲，是指輸入電源中所包含的交流成分。解決的方案是在電源輸入端加電容C5，以濾除此噪聲干擾。
（2）高頻信號噪聲，開關電源中對直流輸入進行高頻的斬波，然后通過高頻的變壓器進行傳輸，在這個過程中，必然會摻人高頻的噪聲干擾。還有功率管器件在開關的過程中引起的高頻噪聲。對于這類高頻噪聲的解決方案是在輸出端采用π型濾波的方式。濾波電感采用150μH的電感，可濾除高頻噪聲。
（3）采用快速恢復二極管D6、D7整流。基于低壓、功耗低、大電流的特點，有利于提高電源的效率，其反向恢復時間短，有利于減少高頻噪聲。
參考文獻
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開關電源設計范文第4篇
【關鍵詞】抗干擾;電源芯片;智能;誤差放大
Abstract：In recent years，with the rapid development of new energy technology，develop a high efficiency and energy saving，service life long power chips become a hot spot.AC/DC switching power supply converter source with its advantage of price and volume efficiency，has been widely applied in the field of small power sources.Based on the working principle of AC/DC switching power supply converter，found that the error amp had a great influence on the precision of the power chip，and accordingly puts forward a kind of combined error amplifier，would reduce the output voltage of the light load to full load to 40 mv.And put forward the intelligent resistance peak circuit，reduced the LEB end and the switch is off，the time lag of safety performance improvement.This chip test，finally found the ESD resistance up to 10 kv，chip performance is stable.Hope for the future power supply chip design to provide the reference.
Keyword：anti-interference;power chips;intelligent;error amplifier
引言
AC/DC開關電源轉換器以其價格、效率、體積等優勢在小功率電源領域得到了廣泛應用，電腦、顯示器、路由器、移動設備都離不開AC/DC開關電源[1]。經過數十年的發展，開關電源的功率、工作頻率等都大幅提升，但是由于電源中的電流和電壓不能突變，交替過程中會產生功率損耗。研究表明，此損耗與頻率成線性關系，因此電源工作頻率越高，損耗也就更大。
近些年來，隨著新能源技術的飛速發展，研發一種高效節能、使用年限長的電源芯片勢在必行[2]。從需求來看，電源發展趨于智能化、集成化、數字化、微型化、高頻化等方向[3]。本文基于AC/DC開關電源轉換器的工作原理，設計了一種PFM型恒流恒壓模式抗干擾AC/DC適配器。設計中發現誤差放大器對整個電源芯片的精度影響很大，據此提出一種組合式的誤差放大器，設置兩條不同增益的誤差放大電流，分別為40倍和400倍，將輕載到滿載的電壓輸出降低到40mV。減少了LEB結束與開關斷開的時間差，使安全性能提高。經過試驗測量，發現本電源芯片抗ESD能力達到10kV，性能穩定。
1.AD/DC開關電源工作原理
AC/DC開關電源輸入信號為低頻交流電壓，輸出信號為直流電壓和電流，中間的轉換過程通過整流電路和濾波器完成。由于開關電源極易受到干擾，一般都是隔離放置。電路內部還需要升壓裝置，故器件本身體積較大。
其工作原理是[4]：交流信號首先經過橋式整流器和PFC功率校正器，在經過EMI濾波器變成類直流信號，隨后經過升壓裝置進行耦合傳輸，開關導管完成信號輸出。開關電源一次傳遞的能量由PFM控制開關的占空比確定，在輸出端完成整流后實現AC/DC轉換。其電路結構示意圖如圖1所示。
圖1 AC/DC開關電源電路結構
上述系統一般通過光耦合將輸出的電壓信號反饋給電源芯片，圖1中的電壓信號以原邊反饋形式輸出。電源芯片負責求出參考電壓信號與反饋電源信號的誤差，并通過誤差放大器將其放大。此誤差為控制系統工作頻率和脈沖寬度的信號，直接決定占空比和傳遞能量的大小。
根據本文的相關要求，初步設置電流誤差不超過10%，電壓誤差不超過5%，輸出恒壓電壓的波動值小于0.2V，電源轉換效率不低于70%，電磁干擾裕量設置為6dB，抗ESD能力達到8kV以上。選用PFM型恒流恒壓模式抗干擾AC/DC適配器，芯片內部系統框架如圖2所示。
圖2 電源芯片內部系統框架
2.芯片重要模塊電路研究
芯片中至關重要的模塊就是帶隙基準電壓源，其作為整個電路原始電壓參考值，影響著整個系統的性能[5]。帶隙基準電壓源電路穩定后才能提供參考電壓Vref，此電路的電壓由VCC提供，變化范圍在9V～18V，工作環境欠佳。本文對其進行改進，將VCC的電壓降低到 6V，在通過高壓管給芯片帶隙基準電壓源供電，這樣可以使電壓源較為穩定。改進之后，芯片核心電路不在需要高壓管，會節省其體積并降低制造成本。
低壓線性差穩壓源可以給芯片內部電路供電，并供給一些偏置裝置。一般情況下，低壓線性差穩壓源的供電能力要不低于2mA，此為電路的滿載電流。電流過低，低壓線性差穩壓源的電壓將會降低，導致電路無法工作。
誤差放大器可以提高輸出電壓精度，其系統電路如圖3所示。
圖3 誤差放大器電路
傳統放大器的輸出電壓為：
其中，VH為誤差放大器的正端電位，V;Vref為誤差放大器的負端電位，V;gm為跨導，S;RO為上電阻，Ω;VDC是DC端的電位，V。
為了增大芯片的控制范圍，將輸出電壓的范圍設置為1V～5V，重載時的輸出電壓取1V，輕載時取5V。將其進行折算，得到的輸出電壓偏差為：
其中，R1為下電阻，Ω;NS、Naus為電感，如圖3所示。
說明傳統芯片輕載與滿載變化過程會出現0.2V的電壓差。為了克服這個問題，提出一種復合放大電路，其包含快、慢兩條增益電路。在負載迅速變化時，快速通路作用;當系統接近穩定時，慢速通路作用。這樣兩個增益通路共同作用實現了電源芯片的高精度輸出，從而保證了系統的穩定性。改進的誤差放大器電路如圖4所示。
圖4 改進的誤差放大器電路圖
3.芯片系統測試
對AC/DC開關電源轉換器芯片各個部分進行設計之后，最終得到的電源芯片含有5個pin腳，其典型應用電路連接如圖5所示。
圖5 電源芯片典型應用電路連接
由圖5可以看出，整個芯片所需要的電量都是由電容C提供。OUT是輸出腳，可以控制開關管的連接與斷開。對芯片系統進行測試，結果見表1。
表1 芯片系統板端實驗數據
90V 264V
I（mA） U（V） 紋波（mV） I（mA） U（V） 紋波（mV）
0 4.85 44 0 4.85 47
100 4.9 68 100 4.91 69
200 4.95 73 200 4.96 77
300 5 82 300 5.02 88
400 5.04 92 400 5.03 93
500 5.09 94 500 5.09 101
600 5.15 99 600 5.13 110
700 5.19 119 700 5.19 118
800 5.24 120 800 5.24 130
900 5.28 130 900 5.29 138
1000 5.32 150 1000 5.33 141
1025 5.32 152 1025 5.35 156
1050 5.17 160 1050 5.06 150
1091 4.75 158 1075 4.75 148
1105 2.5 148 1086 2.5 155
為了滿足不同國家的需求，芯片系統電壓選擇了90V和264V兩種初始條件。從表1中的數據分析，線損補償大約為10%，基本接近設計目標9%。整個系統補償過程為類似線性補償，最大波紋出現在電流為1050mA時，為160mV，小于200mV的設計值。系統的轉換效率約為74%，達到高效的要求。電源芯片抗干擾裕量為7.6dB，大于設計值6dB。氣隙放電模式的系統能抵抗10KV的ESD干擾。經測試，本芯片系統滿足各項設計指標。
4.結語
隨著新能源技術的飛速發展，研發一種高效節能、壽命長的電源芯片勢在必行。本文基于AC/DC開關電源轉換器的工作原理，設計了一種PFM型恒流恒壓模式抗干擾AC/DC適配器。討論了帶隙基準電壓源、低壓線性差穩壓源、誤差放大器等字模塊。設計中發現誤差放大器對整個電源芯片的精度影響很大，據此提出一種組合式的誤差放大器，設置兩條不同增益的誤差放大電流，分別為40倍和400倍，將輕載到滿載的電壓輸出降低到40mV。減少了LEB結束與開關斷開的時間差，使安全性能提高。經過試驗測量，發現本電源芯片抗ESD能力達到10kV，最大波紋為160mV，電源芯片抗干擾裕量為7.6dB，且性能穩定。希望為今后AC/DC開關電源轉換器的設計制造提供幫助。
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開關電源設計范文第5篇
【關鍵詞】反激式開關電源；鉗位電路；優化設計
1.反激式開關電源鉗位電路概述
就鉗位電路而言，其最為主要的作用是將脈沖信號波形的某一個部分固定于一個電平之上，以此來使其低于設定值。在反激式開關電源當中，鉗位電路一般都是設置在主開關管與變壓器相連接的位置處，此時該電路的作用是對主電路開關管進行有效保護，同時抑制變壓器漏電感與開關管雜散電容的諧振脈沖電壓。由于反激式開關電源的主開關管在導通或是截止時，其兩端會出現一定程度的電壓，同時還會伴隨出現一定強度的電流，這樣一來，便會導致開關管損耗。為進一步降低整個電路的損耗，在進行鉗位電路的設計時，需要充分考慮對主開關管的保護以及盡可能減少電路損耗，從而確保開關管始終處于低電壓應力及無損耗的條件下工作，通常將這種情況稱之為軟開關。軟開關的方式通常都是相對于硬開關而言的，開關管在硬開關的工作方式下會出現一定的能量損耗，而在軟開關的方式下，則基本處于無損耗的狀態。在反激式開關電源中，想要實現開關管在軟開關的條件下工作，就必須確保其兩端電壓或是電流在導通或是截止時有一個數值為零。在這一前提下，可將開關管的工作方式分為以下兩種：一種是零電壓工作方式，另一種是零電流工作方式。
鉗位電路是反激式開關電源當中不可或缺的保護電路，其對于整個電源的安全性以及能量損耗均有著非常重要的影響。在實際使用過程中，反激式開關電源電路當中的元器件很難全部處于理想的狀態，加之變壓器本身存在一定程度的漏電感，開關管上開會分布雜散電容，這兩者均會對開關管構成威脅，故此，必須通過加入鉗位電路來有效抑制尖峰電壓。在反激式開關電源中，RCD鉗位電路是應用比較廣泛的一種鉗位網絡，究其根本原因是其電路結構比較簡單，具體是由電阻、電容和二極管構成。在該電路結構當中，電阻具有消耗儲存在變壓器漏電感中能量的作用，而電容的存在主要是保證能夠獲得一個低文波的直流源，二極管則具有單向導通功能。當開關管處于截止狀態時，RCD鉗位電路開始工作，此時變壓器的漏電感能量也隨之釋放，二極管導通并對電容進行充電，當二極管的反向電壓超過正向電壓時，其便會截止，而電容則會借助電阻進行放電并消耗能量。不同的電容充電時間也均不相同，其對鉗位效果的影響也存在一定的差異。通過大量的試驗得出如下結論：RCD鉗位電路當中的電容過大或是過小都無法達到鉗位的效果，鑒于此，確定最為合適電容值至關重要。
2.針對反激式開關電源鉗位電路的優化設計研究
從目前反激式開關電源的鉗位電路設計的總體情況看上，其逐步朝著提升電源電路的可靠性和高效性方向發展，與此同時，在實現諸多功能的基礎上，鉗位電路的設計也隨之變得復雜化。然而，由于受多方面條件的影響和制約，使得反激式電源開關的鉗位電路設計還存在一些不足之處。故此，下面本文重點對鉗位電路的優化設計進行分析。
2.1電路結構與基本工作原理分析
經過優化之后得到了低鉗位電壓ZVS反激式開關電源，如圖1所示。
圖1 低鉗位電壓反激式開關電源電路結構示意圖
由圖1可知，該電源為關，其中主開關管有兩個，分別為S1和S2；輔助開關管有兩個，分別為S3和S4；輸出整流二極管位于變壓器的副邊，用字母D表示；輸出端的濾波電容為Co，其與輸入端通過變壓器（T）相連接，T還具備電氣隔離的作用；Cos1、Cos2、Cos3和Cos4分別為開關管S1～S4的雜散電容，且C=C=C=C；d1、d2、d3、d4分別為S1～S4的體二極管。Cc1與Cc2分別為鉗位電路部分的鉗位電容；Llk為（T）的漏電感，LM為（T）的原邊電感，原邊與副邊電感的匝數比為n1：n2；全部開關管的周期均為Ts，可用1/ 來表示。該鉗位電路經過優化之后，開關管的驅動電路較之單開關電路復雜很多，以一個工作周期為例，S1與S2同時導通和截止，而S3與S4則會在S1與S2截止一段時間后自動導通，并在S1與S2導通前的一段時間截止。通過對開關管之間的導通次序進行合理控制，能夠有效確保全部開關管均在ZVS的方式下運行，并且S1～S4開關管的電壓應力均鉗位于比輸入電壓低。
2.2電源優化后的穩態分析
為了對優化之后的鉗位電路特性進行系統分析，將某個周期內的電路工作時序狀態分為三個階段，并假定各個時序全部處于穩定狀態，以此作為前提進行具體分析：
階段1：（t
階段2：（t
階段3：（t
在上述三個階段內，電源實現了能量的傳遞，通過對優化設計后的鉗位電路在各階段作用的分析后得出如下結論：優化設計的鉗位能夠實現全部開關管的電壓鉗位，并使開關管始終處于ZVS的方式下工作。由此可知，本文提出的優化設計方法合理、可行，具有一定的推廣使用價值。
3.結論
總而言之，隨著反激式開關電源技術的迅猛發展，一些應用場合對此類電源的各方面性能提出了更高的要求。通過相關研究后發現，設計一種低鉗位電壓漏電感能量循環利用無開關損耗的鉗位電路，能夠使反激式開關電源的安全性、穩定性和可靠性大幅度提高，并且可以滿足大多數應用場合的使用要求，這對于反激式開關電源的推廣具有非常重要的現實意義。
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