電壓比較器
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電壓比較器范文第1篇
模擬集成電路中比較器是一個基本模塊，廣泛應用于模擬信號到數字信號的轉換。在A/D轉換器中，電壓比較器的增益，帶寬，功耗，失調電壓的特性嚴重影響整個轉換器的轉換速度和精度，傳統的電壓比較器采用多級結構，使用輸入失調存儲技術（IOS）和輸出失調存儲技術（OOS）對失調電壓進行消除，增加了電路結構的復雜度和功耗，芯片面積也越來越大。但隨著應用速度越來越高，功耗要求越來越低，IOS和OOS要求放大器有足夠高的增益和帶寬，這些因素對于其發展有一定的制約作用。
本文設計的電壓比較器電路結構簡單，采用了兩級放大結構，前級放大采用差分放大電路，利用差分電路抑制共模信號的干擾，提高了共模抑制比，減少了信號中噪聲的干擾，第二級放大采用共源共柵電路對失調電壓進行了很好的控制，使電路的失調電壓達到150μV，輸出級采用推挽輸出電路提升了輸出的驅動能力，整個比較器的功耗非常低，芯片整個面積僅為29.56μm×25.68μm。該比較器設計主要用于高精度時間測量芯片中，通過比較器產生一個低延時的門控信號，對于整個時間測量電路達到一個精準的控制。通過仿真結果得知，該電壓比較器滿足應用需求。
1 電壓比較器結構
如圖1所示為CMOS電壓比較器原理圖，該比較器由偏置電路、差分放大器、共源放大器和推挽級輸出電路組成。其中，M1管和M2管組成偏置電壓電路，為差分放大器和共源放大器提供偏置電壓。通過調節M1管和M2管的寬長比，讓差分放大器和共源放大器得到合適的工作電流，合理設計差分放大器和共源放大器，主要考慮輸入失調電壓、輸入共模范圍、輸出信號的增益和帶寬的影響，設計出一個性能最優的比較器電路。M10管和M11管組成一個推挽輸出級電路，提升輸出信號的驅動能力，為了能更好的和其它電路進行協同工作。
該電壓比較器的工作原理如下：是同相輸入端，是反相輸入端。當輸入電壓高于時，M3管導通，，M3管和M7管的電流相同，M8管又與M7管為鏡像電流關系，M8管導通，使，b點為高電平，c點為低電平，Vo輸出高電平。當輸入電壓低于Vb時，，因此，M4管導通阻抗低，b點為低電平，導致M9管導通，c點為高電平，Vo輸出為低電平。
1.1 偏置電壓電路設計
M1管和M2管組成偏置電路提供M5管和M6管的柵極電位。偏置電路采用PMOS管和NMOS管柵漏極相連，兩管子均工作于飽和區，為差分放大器和共源放大器提供恒定的電流源。因此，
1.2 差分放大器的設計
差分放大電路的作用有兩個：首先對輸入信號進行放大，這樣就可以對比較級電路的比較時間進行降低，同時把總體延時降到最低；其次是對輸入信號差值進行放大，這樣就可以把失調電壓對整個電路的影響降到最低。高帶寬在高速比較器中是一個重要影響因素，高的帶寬可以使整個電路的比較時間減少，從而對于比較器的速度進行提高。
負向共模輸入電壓決定了差分輸入對管。負向共模輸入電壓取決于M5管進入飽和區的條件。負向共模輸入電壓為。
M3管、M4管和M5都工作在飽和區，三個管子的閾值電壓相等。
考慮到負向共模范圍低和電壓增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的寬長比。
M3管和M4管是完全對稱的輸入對管，所以可以得到。
有源負載對管M7和M8由正向共模輸入電壓決定，正向共模輸入電壓取決于M3管進入飽和區的條件，則得到：
設計共模輸入電壓=3V，。I0為差分放大器的工作電流。由式（8）可以得到M7管的寬長比。M8管和M7為對稱有源負載對管，所以得到。
差分放大器的放大倍數為：
1.3 共源放大器的設計
共源放大器由M6管和M9管組成，M6管為有源負載，M6管與M2管為鏡像電流關系，已經確定M6管的寬長比，M9的設計主要考慮共源放大器的放大倍數和輸入失調電壓的影響。為了減少輸入失調電壓對共源放大器的影響。差分放大器和共源放大器應滿足式（10）比例關系：
由式（11）知共源放大器的放大倍數與工作電流成反比，由于M6管和M9管的輸出阻抗與成反比。放大倍數還與溝道長度調制效應有很大關系，溝道長度越大，溝道調制效應越小，和越小，MOS管的輸出阻抗越大，放大倍數就越大。還可以通過調節輸入管M9的寬長比提高電壓增益。
1.4 推挽輸出級的設計
輸出緩沖級是CMOS倒相器，它是為提升輸出的驅動能力、降低輸出的上升時間和下降時間而設立的，因此，該級的驅動電流設置較大，輸出的上升時間和下降時間對稱。推挽輸出級由M10管和M11管構成，兩管均工作在線性區。
2 電路仿真
該電路是在TSMC 0.18μm CMOS工藝下，電源電壓為3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器進行仿真。仿真條件為tt工藝角，溫度為27℃。如2所示為電壓比較器的瞬態仿真，同相輸入端加入一個頻率為10MHZ，幅度為800mV的正弦信號，反相輸入端加入一個2.1V的直流信號，輸出端得到一個方波信號。電壓比較器的下降沿時間為754ps，上升沿時間為913ps。
圖3為電壓比較器的交流仿真結果，由圖中可以看出比較器的增益為92.123dB，帶寬為10MHz，相位浴度為53deg。
在同向輸入端設置輸入電壓為變量Vin，反向輸入端輸入電壓2.1V，Vin的輸入變化范圍為0―3.3V，通過直流仿真得到輸出信號與Vin的變化關系，得到了電壓比較器的傳輸特性曲線如圖4所示，從圖中可以看出，實際電壓跳變轉換點和理論轉換點電壓值有一定的誤差，輸出電壓跳變需要一個過渡區間。
功耗在電壓比較器的電路設計中是一個重要因素，近幾年集成電路的工藝尺寸向納米級的不斷發展，電源供電電壓越來越小，對于電路的功耗要求越來越高。整個電路功耗主要包括靜態功耗和動態功耗。動態功耗不僅取決于負載還與工作頻率，電源電壓，集成度和輸出電平有關。靜態功耗等于電源電壓和工作電流的乘積。圖5為比較器工作電流仿真曲線圖，可以看出，電壓比較器工作時平均電流為87.5μA，電源電壓為3.3V，得到比較器的功耗為0.289mW。
表1為本文和別人設計的電壓比較器進行的一些性能對比，從表中可以看出在帶寬、功耗和失調電壓與文獻（8）和（9）差不多的情況下，其增益明顯高于對方，對于在時間測量系統中，其開始和結束信號的判斷有很大的作用，滿足了預期的設計目標。
3 版圖設計
版圖設計如圖6所示，比較器中有差分電路，為了保證差分對的完全匹配，采用了共質心對稱結構，圖3中的差分對管M3、M4版圖對應左下角部分，差分對管M7、M8版圖對應左上角部分，偏置電路和輸出緩沖級電路利用了叉指結構匹配。版圖的總共面積為29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-為比較器的同向和反向輸入，out為輸出端。
4 結論
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工藝設計的電壓比較器具有高的增益，低失調電壓，低功耗，結構簡單等特點。該比較器采用兩級放大，第一級采用差分放大器減少了輸入的失調電壓，提高了輸入的共模范圍，第二級采用共源放大器得到了高的電壓增益，輸出級采用CMOS倒相器結構簡單，提高了輸出的驅動能力、減少了輸出波形的上升沿和下降沿的時間。從仿真結果看，該電壓比較器達到了預期的效果，可用于A/D轉換器、編譯碼器、高精度測時電路中。
參考文獻
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作者簡介
茍欣（1991-），男，陜西省漢中市人。現為寧波大學信息科學與工程學院碩士研究生在讀。研究方向為集成電路設計。
楊鳴（1963-），男，浙江省寧波市人。現為寧波大學信息科學與工程學院研究員，主要從事光機電一體化和高分辨率自動顯微鏡方面的研究。
電壓比較器范文第2篇
制動器按結構特征分有鼓式制動器、盤式制動器等，由于鼓式制動器與盤式制動器的動力源都是采用電力液壓推動器，因而只介紹電力液壓鼓式制動器和電力液壓臂盤式制動器。
關鍵詞：電力液壓鼓式制動器；性能
中圖分類號：
TB
文獻標識碼：A
文章編號：16723198（2013）17018401
1電力液壓鼓式制動器的工作原理
兩個對稱布置的制動瓦塊在徑向抱緊制動輪產生制動力矩，從而使制動輪軸所受制動力抵消，鼓式制動器結構緊湊，緊閘和松閘動作快，但沖擊力大。在橋架類型起重機上大多采用這種制動器。
2制動性評價指標
評價制動性常用的兩個指標是：
制動效能：制動效能指制動時所產生的制動減速度所經過的制動距離和制動時間；
制動效能的恒定性：制動效能的恒定性指制動器抵抗制動效能變壞的能力，如抗熱衰退性能，即長時間反復制動使制動器發熱時，制動效能的保持能力。
3電力液壓鼓式制動器的結構特點
根據現有鼓式制動器的制動臂形狀特征分為直臂結構、雙彎臂結構、單彎臂結構、彎臂結構；彈簧的安裝形式分為橫簧和豎簧。
直臂結構：簡單、工藝性好，使用中制動臂不受橫向力，適應制動輪正反轉向性能好、但是它的閘瓦摩擦片上、下兩片磨損不均，上邊在開閘狀態還易于浮貼制動輪，加快磨損和輪的發熱，因此開閘間隙必須加大而延長了制動時間。
彎臂結構：克服了摩擦不均的弊病，可使退距盡量變小，提高制動性能。
橫簧結構：動作較靈敏，但剛度要求高，且制動襯墊摩擦過程中，力矩降的快。
豎簧結構：制動力矩直接顯示，調整方便直觀。
性能安全可靠，制動平穩，動作頻率高；
主要擺動鉸點裝有自軸承，傳動效率高，壽命長，使用過程中無需；
無石棉制動襯墊與制動瓦塊采用卡裝插入式、安全可靠，更換方便，快捷；
聯鎖式等退距裝置，使用過程中始終保持兩側瓦塊退距均等，避免因退距不均使一側制動襯墊浮貼制動輪的現象。
4電力液壓盤式制動器工作原理
其上閘力是軸向力，成對互相平衡，但其摩擦力對制動輪軸產生制動力矩，其大小依制動塊的數目與安裝而定。這種制動器的優點是對同一直徑的制動盤可采用不同數量的制動塊以達到不同的制動力矩。制動塊的形狀是平面的，摩擦面易于跑合，有時制動盤做成通風盤，更易于散熱。體積小、質量小，動作靈敏，摩擦面積大，制動力矩大。它較多地應用于各類起重中。
5電力液壓盤式制動器的優點
（1）結構簡單緊湊，摩擦片磨損均勻，使用壽命長。
（2）制動盤對摩擦片無摩擦增勢作用，制動效能受摩擦系數的影響較小。因此，制動器的穩定性較好。
（3）兩摩擦面為平面接觸，制動瓦退距小，因此兩摩擦面貼合面積較大，制動平穩沖擊小。
（4）易采取有效的散熱措施（如在制動盤中開設通風道），散熱面積大，因此散熱性能好。
6電力液壓鼓式制動器和電力液壓臂盤式制動器的結構比較
6.1制動臂
鼓式制動器的制動臂現在大都由兩片鋼板組成，形狀做成直的或彎的，主要由鉸點的位置決定。直的制動臂可以保證制動輪軸不受彎曲力，彎的制動臂使下鉸點（固定鉸點）向內移，可以增大制動瓦塊的包角。而液壓臂盤式制動器的制動臂也是由兩片鋼板組成，形狀做成了半直半彎的。
6.2等退距結構
液壓臂盤式制動器的聯鎖式等退距均等裝置，在使用過程中可始終保持兩側瓦塊退距均等，完全避免了因退距不均使一側制動襯墊浮貼制動盤的現象，并設有瓦塊自動隨位裝置。
6.3襯墊磨損自動補償裝置
制動器在使用壽命期間不需要更換襯墊，若使用磨損補償裝置，則不需人工調節推桿的補償行程，可使瓦塊退距和制動器力矩在使用過程中保持恒定。
6.4軸承
主要擺動鉸點均設有自軸承，傳動效率高。
（1）鼓式制動器的杠桿結構簡單，橫簧結構不分左右式手動裝置，豎簧結構和液壓臂盤式制動器分左右式手動裝置。
（2）制動瓦與制動臂采用銷軸鏈接，制動襯墊鉚接或插裝在制動瓦上，更換十分方便。
電壓比較器范文第3篇
關鍵詞 配電變壓器；空載損耗；負載損耗；負載率；有功損耗
中圖分類號TM40 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2013）84-0039-03
配電變壓器是電力系統的末級變壓器，其損耗約占全網損耗的20%左右，因此降低配電變壓器的損耗對節能環保具有相當重要的意義。
2011年8月《國家電網公司第一批重點推廣新技術目錄》中要求2012年起，新增配電變壓器全部采用節能型配電變壓器。推廣目錄中對節能型配電變壓器的定義為“S13及以上型號的系列配電變壓器、非晶合金鐵心變壓器和調容變壓器”。
以下對SH15、S14及S15高節能型配電變壓器的節能效果進行了詳細的分析。
1 損耗值的比較
1）SH15型非晶合金配電變壓器的空載損耗約比S13型下降50%，負載損耗與S13型相同（見圖表1）；
2）S14型配電變壓器的空載損耗與S13型相同，負載損耗比S13型下降15%（見圖表1）；
3）S15型配電變壓器的空載損耗與S13型相同，負載損耗比S13型下降30%（見圖表1）。
注 1：S13型配電變壓器空載損耗約比S11型下降30%，負載損耗與S11型相同。
注2：S14及S15型配電變壓器的空載損耗相當于歐盟指令EN 50464-1：2007中的A0級（空載損耗最低）；SH15型非晶合金配電變壓器的空載損耗則明顯優于A0級（見圖表2）；
注3：S14型配電變壓器的負載損耗介于歐盟的Ak級與Bk級之間；S15型配電變壓器的負載損耗要優于歐盟的Ak級；SH15非晶合金配電變壓器的負載損耗介于歐盟的Ck級與Bk級之間（見圖表3）。
注4：歐盟能效標準中空載損耗分為E0、D0、C0、B0、A0五個等級，其中A0的空載損耗最低；負載損耗分為Dk、Ck、Bk、Ak四個等級， 其中Ak的負載損耗最低。
圖表1 各類節能型配電變壓器損耗值比較
圖表2 空載損耗值與歐盟能效標準比較
圖表3 負載損耗值與歐盟能效標準比較
2 節能分析
在各地區及國家的能效標準中，對于能效指標的定義各有差異。北美、南美以及澳大利亞等國采用的是變壓器在50%負載率下的效率指標，歐盟及中國采用空載損耗和負載損耗指標，而日本和印度則采用一定負載率下的總損耗。盡管形式不同，但是三者都可以在同一的負載率、環境溫度、頻率和功率因素下進行換算并比較，在這些因素中，變壓器負載率差異非常大。用戶類型不同，負荷增長不同，相應的效率值也有很大不同（如商業和工業用戶、城網和農網），這對于效率影響非常大。高效運行的變壓器，必須選擇合適的損耗比值。發達國家選購變壓器時，常考慮變壓器運行時的實際負載率，來決定它的損耗比。為了更好地理解負載率與空、負載損耗之間的關系，以下列舉了變壓器運行時的幾個主要參數與負載率之間的關系來進行分析和比較。
2.1 有功損耗比較
有功損耗率是指變壓器運行時自身有功損耗占總有功損耗的比率。配電變壓器有功損耗率主要與變壓器的主要性能參數、功率因數以及負載率有關。
有功損耗率可按如下計算：
Δp%=（Po+Ktβ2Pk）/（βSNCOSθ+ Po+Ktβ2Pk） （1）
Po：空載損耗；
Pk：負載損耗；
Kt：負載波動損耗系數，一般取1.05；
β：平均負載率；
SN：變壓器額定容量；
COSθ：功率因數。
以額定容量50kVA、100 kVA、200 kVA、400 kVA為例，功率因數取0.9，各種負載率下的有功損耗率比較如圖表4。
圖表4 有功損耗率比較
由圖表4可以看出：
1）SH15非晶合金配電變壓器在負載率為20%～30%的情況下，其有功損耗率是最低的；
2）S14配電變壓器在負載率為30%～40%的情況下，其有功損耗率是最低的；
3）S15配電變壓器在負載率為30%～50%的情況下，其有功損耗率是最低的。
2.2效率特性對比
運行中的變壓器損耗由兩部分組成，即空載損耗Po和負載損耗Pk，在滿載運行下的負載損耗為Pk，實際運行中的負載損耗為β2Pk ，β為負載率即運行中的實際負荷與額定負荷的比值。要節能必須要高效，一臺低損耗的變壓器也不是在任何負荷情況下都是高效的。變壓器的效率η是輸出的有功功率與輸入的有功功率的比較，具體表達公式為：
η=βSNCOSθ/（βSNCOSθ+ Po+β2Pk） （2）
由式（2）可以看出，變壓器的效率除了與容量大小和自身性能參數有關，還與負載率及功率因數有關。
以額定容量50kVA、100kVA、200kVA、400kVA為例，功率因數取0.9，各種負載率下的效率比較如圖表5。
由圖表5可以看出：
1）SH15非晶合金配電變壓器在負載率為20%～30%的情況下，其運行效率最高；
2）S14配電變壓器在負載率為30%～40%的情況下，其運行效率最高；
3）S15配電變壓器在負載率為30%～50%的情況下，其運行效率最高。
由此可見，以上節能型配電變壓器有功功率損耗最低的負載率區段與其效率最高時的負載率區段是一致的。在該區段運行，變壓器能發揮其高效特性，節能效果最好。發達國家選購變壓器時，常考慮運行時變壓器的實際負載率，來決定其空負載的損耗比。而不同的損耗比也關系到變壓器的制造成本。
圖表5 效率比較
2.3 年綜合損耗比較
變壓器年綜合損耗可依據下式進行計算：
Pt=8760.［Po+β2Pk+C.（Q0+β2Qk）］ （3）
β：平均負載率；
Q0：空載無功損耗（Q0= SN.I0%×10-2）；
Qk：負載無功損耗（Qk= SN.Uk%×10-2）；
C：無功經濟當量，此處取0.1；
I0：變壓器空載電流百分數；
Uk：變壓器短路阻抗百分數；
SN： 變壓器額定容量。
以額定容量50kVA、100 kVA、200 kVA、400 kVA為例，各種負載率下的年綜合損耗比較如圖表6。
圖表6 年綜合損耗比較
由圖表6可以看出：
同容量的不同型號的配電變壓器
1）在負載率低于30%時，SH15非晶合金配電變壓器的年綜合損耗最低；
2）在負載率大于50%時，S14型配電變壓器的年綜合損耗要低于SH15非晶合金配電變壓器；
3）在負載率大于40%時，S15型配電變壓器的年綜合損耗最低。
3 結論
1）SH15非晶合金配電變壓器在平均負載率較低時（20%～30%）有功損耗率最低，效率較高。在年平均負載率小于30%的情況下，應用SH15非晶合金配電變壓器節能效果比較明顯；
2）S14型配電變壓器在平均負載率為30%～40%時，有功損耗率最低，效率較高。在年平均負載率大于40%的情況下，使用S14型配電變壓器節能效果較好；
3）S15型配電變壓器在平均負載率為30%～50%時，有功損耗率最低，效率較高。其年綜合損耗率要低于S14型配電變壓器，在年平均負載率大于30%的情況下使用節能效果顯著。
電壓比較器范文第4篇
關鍵詞:放大器;塑封機;自動控制
中圖分類號:P303+.3文獻標識碼:A 文章編號:1673-0992(2010)06A-0044-01
電子塑封機采用特殊膠片(護卡膜)把證件(如身份證等)、彩色照片資料等牢固地封裝起來。
1設計
1.1 原理框圖
FK-160型機電原理圖如圖1
圖2為電子控制部分的框圖。其中ND為小型單相交流電動機,電機帶動兩對膠輥作相對轉動,夾在護卡膜里的塑料封件經過膠輥的加熱,加壓后牢固密封。
電子控制器的工作原理:
2單元電路
2.1 單相電動機正、反轉自動控制電路
工業上一般采用電容啟動式單相電動機,其正反轉接法分別如圖3、圖4所示,圖中u1.u2是主繞組,w1,w2是副繞組,v1,v2是接移相電容,移相電容與副繞組串聯,由圖2接法改為圖3接法后,正、反轉是通過改變其接線端子的連接來實現的流入主繞組的電流方向不變,而流入副繞組的電流方向改變,兩種接法的旋轉磁場方向不同,因而電動機轉向不同。
2.2 電壓比較器(電壓比較放大器)
2.2.1 過零電壓比較器(Ur=0)
在反向過零電壓比較放大器電路中,運放里開環應用Ui輸入信號UR是參考電壓。
由理想運放條件:當Ui
Ui> UR時,輸出U0=-U0m
因此根據輸入電壓的極性可判斷Ui是大于還是小于UR的,如果將同相端直接接地就構成一過零電壓比較器 。輸入Ui 從負值進入正值,在過零處,輸入電壓的極性發生變化,從(+U0m)跳變為(-U0m)。比較器的輸出電壓U0與輸入電壓Ui的 關系和輸入―輸出特性曲線(又叫轉移特性曲線)。過零比較器(下行)的U0―Ui曲線如圖a所示。
進入正值,在過零處,Uo從(+Uom)變為(-Uom),這樣的Uo―Ui特性稱下行特性,如圖1(a)所示。
在(b)同相輸入上行過零比較器電路中有:
Ui
Ui>UR時,輸出Uo=+Uom,與(a)反向輸入下行過零比較器相反。
2.2.2單限電壓比較器(UR≠0)
參數電壓UR≠0的比較器稱為單限電壓比較器,有反向輸入單限電壓比較器和同相輸入單限電壓比較器兩種它與過零電壓比較器的區別僅在與輸出電壓Uo極性電壓變化發生在Ui=UR處反相輸入比較器,其Uo―Ui特性如圖3所示。
2.2.3遲滯電壓比較放大器
2.2.3.1 如果在過零電壓比較器單限電壓比較器電路中引入正反潰,這時比較器的輸入、輸出特征曲線具有遲滯線形狀,這種比較器稱為遲滯比較器(或滯回比較器)。
電阻Rf.RF構成正反饋電路,反饋信號作用于同相輸入端,反饋電壓為:uf=(Rf/Rf+RF).Uo
2.2.3.1.1 而vf=uf=(Rf/Rf+RF).Uo
2.2.3.1.2 同相輸入遲滯比較器的反相輸入端的電壓是:U=ER………..(8)
同相輸入端的電壓Uf可用疊加方法求出,有 Uf=RF*ui/(Rf+RF)+Rf*Uom/Rf+RF……………………(9)
2.2.4 常用的電壓比較器有三種:過零電壓比較器,單限電壓比較器,遲滯電壓比較放大器,集成電壓比較器。
2.2.5 集成電壓比較器
以上介紹的各種比較器,既可以通過集成運算放大器組成,也可以采用專用的集成電壓比較器。但集成運算放大器工作速度相對于集成電壓比較器較慢,如果要求得到同樣的響應時間,專用集成電壓比較放大器的價格比較低。其次,專用集成電壓比較放大器的輸出電平一般可直接與TTL等數字電路兼容,而通過集成運算放大器的輸出電平通常比較高,為了適應數字電路的邏輯電平,常常需要另外增加限幅措施。
結論:
塑料封裝機溫控電源的設計造型美觀新穎,操作簡單方便,預熱迅速,升溫均勻,控溫穩定,封塑質量極佳。封塑后的照片等資料能防水、防潮、防涂改,美觀堅挺不褪色,可長期保存。具有很好的應用前景。
參考文獻:
電壓比較器范文第5篇
關鍵詞：PWM LM339 直流電機 控制器
中圖分類號：TM33
文獻標識碼：A
文章編號：1007-3973（2012）008-030-03
1 引言
直流電動機具有良好的起動、轉矩性能，適于在大范圍內平滑調速，在許多電力拖動領域得到了廣泛的應用。本設計主要針對小型直流電機平滑調速應用領域設計開發的控制器。在設計中選用模擬電路集成電路芯片作為控制器核心，舍棄了單片機控制的方法，控制功能完全由硬件電路完成，提高了工作的可靠性，同時降低了成本。
2 直流電機調速原理
早期的直流電動機調速系統采用改變電樞回路中的電阻的方式實現調速。這種方法結構簡單；但效率低，串入電阻后電機機械特性變軟，不能實現大范圍和無級調速的性能。目前常用是PWM斬波技術實現直流電機的寬范圍無級變速。直流電動機的轉速n特性公式為 式Ua為電樞供電電壓，Ia電樞電流，%O為勵磁磁通，R為電樞回路總電阻，CE為電勢系數， （p為電磁對數，a為電樞并聯支路數，N為導體數）。改變輸入電壓Ua就可以對電機實現調速功能。
3 系統設計
設計方案主要由兩部分組成：控制電路部分和主電路部分。主電路采用BUCK降壓斬波拓撲，由于直流電機屬于感性負載，為防止MOS管在關斷期間發生擊穿，在電機兩端并聯二極管進行續流。控制電路主要產生PWM波形，并提供各種過流、過熱保護。
3.1 主電路
主電路如圖1所示。
由于電機為感性負載，在圖中將電機以L進行替代，則輸出電壓（%Z為導通占空比，UO是負載電壓，E是電池電壓）通過調節PWM的占空比來控制流過電機的電流大小。電容主要進行濾波，減小電池電壓波動的影響；采樣電阻的作用是電流采樣，進行過流保。
3.2 控制電路
在控制電路中選用LM339電壓比較器芯片引腳圖如圖2，其內部裝有四個獨立的電壓比較器，是很常見的模擬集成電路，可以方便的組成各種電壓比較器電路和振蕩器電路，能達到設計要求。用LM339產生鋸齒波信號和參考信號經過一個比較器產生PWM波形。鋸齒波電路如圖3，上電時電容開始充電，電壓增加。11腳電位高于10腳，比較器13腳輸出高電平。10腳的波形就是電容的充電過程曲線，也就是鋸齒波的上升沿。隨著電容不斷充電，10腳電位不斷升高，當高于11腳時電壓時，比較器翻轉輸出低電平，這樣原來截止的負反饋回路導通，電容通過這個回路向13腳迅速放電。10腳波形就變成了電容的放電曲線，鋸齒波的下降沿。
10腳電壓隨電容不斷放電而減小，當其電壓小于V11，時比較器又翻轉，電容重復充電過程，如此往復下去就形成了連續的鋸齒波形。PWM波形產生電路如圖4所示。加速器的輸入信號為0～5V，鋸齒波幅值為0～5V，當加速信號高于鋸齒波信號時比較器輸出高電平，鋸齒波電平高于加速信號電平，比較器輸出低電平，通過對加速信號的調節，改變比較基準，實現占空比的調節。
3.3 過流保護電路
為保障電路板的安全以及電池電機的安全，需要在控制電路中加上過流保護，來限制主電路的最大電流，防止由主電路過流引起的安全事故的發生。過流保護由一個比較器和一個運放組成如圖5，圖中R為康銅絲采樣電阻，由于這種電阻阻值很小，通20A電流時僅產生百毫伏的分壓，需要對采樣電壓進行一級放大，放大采用MCP6282，然后送到比較器，通過與設定的基準的比較，決定輸出保護信號電位的高低。
設計過流保護具有自鎖和自啟動功能，在PWM的一個周期內當有過流發生時，比較器輸出過流保護信號并自鎖，使比較器在這一個周期內一直輸出過流信號而不受采樣電壓的影響，當下一個周期來臨時，過流保護信號自鎖解除，比較器仍根據采樣電壓判斷是否輸出過流信號，此自啟動功能由峰值電流調控來實現。如圖5所示。
圖5中，正相輸入端5腳為采樣電壓信號，反相輸入端4腳為基準電壓，當5腳電位高于4腳電位，即過流時，比較器輸出端2電位變高，三極管Q導通，使得與之聯通的PWM信號被封鎖，實現了過流保護。在未過流前，比較器輸出為低，正反饋回路由于二極管的作用被關斷，5腳電位不受其影響。過流時，比較器輸出端翻轉為高電平，通過正反饋回路使5腳電位變為 (比較器高電平輸出近似為 )調整R22，R19的阻值使得V5大于基準電壓4引腳處電位，則比較器輸出端一直為高電平，從而不受采樣電壓的影響，實現過流自鎖功能。自啟動功能由二極管D4實現，D4的陰極接到鋸齒波發生電路的放電端，即圖3中的13腳，在一個周期內電容未放電時，13腳為高電平，但由于二極管的作用，此時對5腳電位無影響。電容放電時，比較器翻轉，13腳為低電平，在這段時間內5腳電位被拉低，這樣每個周期內5腳電位都會被拉第一次。一旦過流保護被自鎖，下一個周期內，由于5腳電位被拉低，比較器就會解除自鎖，實現重啟動。
3.4 欠壓保護電路
隨著電池電量的減小，電池兩端的電壓會下降，如果不采取措施會使電池過放電，影響電池壽命。
欠壓保護由一個比較器來實現，如圖6所示。反相輸入端6腳為基準電壓，同相輸入端7腳是經過分壓處理后的電池電壓信號。比較器輸出端1腳通過反接一個二極管接到加速信號。當電池電壓正常時，比較器輸出端為高電位，由于二極管的作用高電位對加速信號沒有影響。當電池欠壓時，7腳電位小于6腳電位，比較器輸出翻轉，1腳變為低電平，進而將加速信號拉低為低電平，這樣PWM信號就會變為低，從而使主電路斷開，電池停止放電，這樣就起到了欠壓保護的作用。
3.5 過熱保護電路
如圖7所示，其中二極管正端接加速信號端。熱保護用一個運放就能完成保護功能，運放的反向輸入端是基準電壓用來設定溫度上限，同向輸入端負溫度系數的熱敏電阻采樣分壓。熱敏分壓高于基準電壓，運放輸出高電平，二極管截止。當溫度高時，熱敏的阻值變小，分壓變小，比較器輸出低電平，二極管導通，電平將加速信號拉低，PWM輸出變低，從而起到了保護的作用。
4 調試結果
經過調試和測試，控制器PWM驅動波形如圖8所示波形比較好沒有毛刺。過流響應如圖9所示，響應速度快。MOS管驅動波形如圖10所示與PWM波形有很好的一致性。接入電機上電實驗表明該系統具有很好的調速性能，平滑性也比較好。
5 結論
本設計小型直流電機控制原理簡單，運行可靠穩定。輸出峰值功率可達1KW。該設計采用PWM直流斬波技術構成的無級調速系統，能夠很好的實現對直流電機速度的控制，在保護方面能夠對電池以及控制器本身的保護，啟停時對直流系統無沖擊。特別是該系統應用單純的模擬系統，為低成本直流電機控制器的設計開辟了新的道路。
參考文獻：
[1] 汪玉成.直流電機PWM調速系統設計[J].商場現代化,2007(05Z):389-389.
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