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電流源范文第1篇

【關(guān)鍵詞】運(yùn)算放大器；電流源；V-I轉(zhuǎn)換

電流源驅(qū)動(dòng)電路是能夠?qū)ν廨敵隹烧{(diào)直流的電路，在各類控制系統(tǒng)中，線性電流源輸出驅(qū)動(dòng)各種直流負(fù)載設(shè)備，這類負(fù)載對(duì)電源源的要求不同于一般電流源電路，直流驅(qū)動(dòng)電路通常要求具有較高的精度且電流大小可調(diào)。本文介紹的V-I轉(zhuǎn)換電路。主要采用集成運(yùn)放芯片和場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成，電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，元器件使用種類少，電流輸出精度高，滿足了高精度航空電機(jī)的使用要求。

1.系統(tǒng)方案

在本控制系統(tǒng)中，控制系統(tǒng)依據(jù)上位機(jī)發(fā)出的命令來驅(qū)動(dòng)外部負(fù)載。控制系統(tǒng)中的主控制器負(fù)責(zé)響應(yīng)上位機(jī)命令輸出控制電壓信號(hào)，電流輸出單元中V-I變換電路將產(chǎn)生一個(gè)與控制電壓信號(hào)成正比的電流源，該電流源經(jīng)過接口防護(hù)電路輸出至電機(jī)負(fù)載。

本設(shè)計(jì)中關(guān)鍵電路是V-I轉(zhuǎn)換電路，通常設(shè)計(jì)的V-I轉(zhuǎn)換電路是采用XTR110、XTR112等國(guó)外集成芯片，通常這類芯片其輸出電流大小受制于芯片體積，輸出電流較小，同時(shí)這類進(jìn)口元器件成本較高。而本文設(shè)計(jì)的V-I轉(zhuǎn)換電路是主要采用集成運(yùn)放及場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成，電路便于實(shí)現(xiàn)且成本較低。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

2.數(shù)字控制電路

數(shù)字控制電路中主控制器完成控制命令的輸出及運(yùn)算功能。D/A輸出電路將控制命令轉(zhuǎn)換為0～10V直流電壓輸出，D/A芯片選用AD公司的AD664，AD664芯片可同時(shí)產(chǎn)生四路相互獨(dú)立控制的電壓輸出，輸出精度選擇為12位，滿足控制電壓輸出的高精度要求。

A/D采集電路對(duì)輸出的電流源進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)控，確保輸出的電流值與上位機(jī)的指令要求一致，A/D采集芯片選用AD公司的12位并行模/數(shù)轉(zhuǎn)換的單片集成電路AD1674。它采用逐次逼近工作方式，轉(zhuǎn)換速度快，采樣頻率可達(dá)100KHZ，且片內(nèi)自帶有采樣/保持器和具有三態(tài)輸出的緩沖器，電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單。

3.模擬調(diào)理單元

3.1 基本鏡像電流源

基本鏡像電流源原理圖如圖2所示。其中晶體管T1，T2參數(shù)完全相同，為晶體管電流放大系數(shù)，，ICEO為穿透電流，ICEO1=ICEO2，由于兩個(gè)晶體管具有相同的基-射極間電壓（VBE1=VBE2），故（IE1=IE2），（IC1=IC2），則當(dāng)較大時(shí)，基極電流IB可以忽略，所以T2的集電極電流IC2近似等于基準(zhǔn)電流IREF，即：

（1）

由上式可以看出，當(dāng)R確定后IREF就確定了，也隨IREF而定。我們可以把IC2看作是IREF的鏡像，所以稱為鏡像電流源。

圖2 基本鏡像電流原理圖

3.2 V-I變換電路

圖3 V-I變換電路結(jié)構(gòu)圖

根據(jù)基本鏡像電流源原理以及理想運(yùn)放虛斷、虛短性質(zhì)，本文所設(shè)計(jì)的V-I變換電路如圖2所示，其中，第一部分電路中誤差放大器N1與晶體管Q1組成負(fù)反饋放大回路，通過負(fù)反饋的作用，使放大器N1工作在負(fù)反饋放大狀態(tài)，根據(jù)放大器虛斷、虛短特性：

放大器N1的同相輸入端和反相輸入端的電壓是相等的，即有晶體管Q1的射極電壓VE1等于輸入電壓VIN，則流過電阻R1兩端的電流如下：

IE1-VIN/R1 （2）

晶體Q1工作在放大狀態(tài)下，則有集電極電流IC1近似等于發(fā)射極電流IE1，即；

IC1-IE1 （3）

第二部分電路由誤差放大器N2和電阻R2、R3以及Q2構(gòu)成鏡像電流源電路，由虛短定理，同相端和反相端的電壓差接近零，所以采樣電阻R2上的電壓降等于電阻R3上的電壓降，最后輸出電流IL通過功率管Q2進(jìn)行電流源輸出。

（4）

電阻參數(shù)選擇如下：

R1=5000Ω，R2=500Ω，R3=10Ω；

VIN的輸入范圍為0～10V；則由公式4可知，則對(duì)應(yīng)輸出電流的可調(diào)范圍為范圍為0～100mA；

3.3 測(cè)量保護(hù)電路

通過監(jiān)測(cè)電流或電壓來了解電路工作是否正常，對(duì)電路實(shí)現(xiàn)有效的控制，使電路運(yùn)行正常。電流監(jiān)測(cè)器采用MAXIM公司的MAX4080，該芯片具有寬輸入共模電壓范圍（4.5～76V）；可單向或雙向監(jiān)測(cè)電流。

圖3中RSENSE是采樣電阻，RSENSE=10mΩ，VSENSE是檢測(cè)電壓（VSENSE=RSENSE×ISENSE），ISENSE是被監(jiān)測(cè)的電流。OUT端輸出的電壓VOUT=VSENSE×Av，式中Av為放大器的增益，本系統(tǒng)中Av=60。既有：

VOUT=RSENSE×ISENSE×Av （5）

本系統(tǒng)正常輸出電流源范圍為0～100mA，則VOUT的正常輸出范圍為0～60mV。

圖4 電流采樣電路圖

4.負(fù)載特性

電流輸出的外部接口為力矩電機(jī)。力矩電機(jī)作為電流負(fù)載，正常情況下線圈阻值為50Ω，系統(tǒng)要求在外部負(fù)載工作正常（50±10Ω）同時(shí)在外部短路情況下設(shè)備可進(jìn)行保護(hù)及告警功能。

4.1 正常工作狀態(tài)

當(dāng)正常工作時(shí)，外部負(fù)載的最大電阻為Rf=60Ω，此時(shí)可算出本系統(tǒng)所能輸出的最大電流：

IL=15V/（R3+R4+R5）=15/（10+0.01+60）=0.21A

（6）

此時(shí)運(yùn)放的輸入電壓為15-10*0.21= 12.9V，滿足運(yùn)放的工作條件。

經(jīng)過以上分析可以得出伺服閥負(fù)載為60Ω時(shí)，此時(shí)本系統(tǒng)可輸出的范圍是0mA～210mA，遠(yuǎn)遠(yuǎn)滿足系統(tǒng)要求（系統(tǒng)要求輸出0～100mA可調(diào)）。

4.2 外部負(fù)載短路

當(dāng)伺服閥一個(gè)線圈短路時(shí)，此時(shí)系統(tǒng)所能輸出的最大電流：

IL=15V/（R3+R4）=15/（10+0.01）=1.49A （7）

采樣電阻R4為大功率精密采樣電阻，在此負(fù)載短路條件下可正常工作，反向保護(hù)二極管V1的額定電路為1.5A，在此負(fù)載短路條件下也可正常工作；

在此負(fù)載短路情況下，根據(jù)公式5計(jì)算可知此時(shí)VOUT為894mV，系統(tǒng)通過A/D采集結(jié)果判斷外部負(fù)載短路情況，及時(shí)切斷電流源輸出，系統(tǒng)完成短路保護(hù)。

5.誤差分析

由式（3）式可知輸出電流源IL只和電阻R1、R2、R3及VIN有關(guān)，與場(chǎng)效應(yīng)管的參數(shù)無關(guān)。因此只要選擇合適的電阻和基準(zhǔn)電壓VIN，就能實(shí)現(xiàn)線性電流源的輸出，由式（3）可知輸出電流源IL只與基準(zhǔn)源電壓VIN成線性比例關(guān)系，在本系統(tǒng)中基準(zhǔn)電壓VIN由數(shù)字控制單元發(fā)出的D/A電路發(fā)出，該部分誤差可以通過軟件參數(shù)調(diào)整來消除，因此電阻R1、R2、R3為最主要的誤差來源，為此電阻R1、R2、R3須選擇精度高、溫度系數(shù)小的材料類型的電阻。精密金屬膜電阻的溫度系數(shù)和時(shí)效變化都比較小，在本系統(tǒng)中電阻選用精度為：±0.05%；電阻溫度系數(shù)：±25ppm/℃。

在上述V-I變換電路中的運(yùn)放的失調(diào)電壓、溫漂等均會(huì)影響電流源的精度，本電路中的放大器都工作在共模輸入狀態(tài)下，因此需選擇共模抑制比高、開環(huán)放大倍數(shù)大的運(yùn)放，以減少輸出電流誤差。本設(shè)計(jì)采用NSC公司的LF147，該芯片為雙極性場(chǎng)效應(yīng)晶體管（Bi-FET）的輸入級(jí)結(jié)構(gòu)，輸入阻抗大于1012Ω，偏執(zhí)電流僅為50pA，失調(diào)電壓為5mV，具有高輸入阻抗、低輸入偏置電流[2]。

表1 電流源輸出值

理論值

實(shí)際值 0

（mA） 30

（mA） 60

（mA） 100

（mA）

A通道 0 29.52 69.48 99.45

B通道 0 29.60 69.30 99.22

C通道 0 29.61 69.53 99.44

D通道 0.06 29.91 69.85 99.90

6.測(cè)試驗(yàn)證

測(cè)試驗(yàn)證與誤差分析實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果如表1所示，負(fù)載電阻為50Ω，通過對(duì)4個(gè)通道的輸出值進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，滿量程最大偏差值為0.78%，測(cè)試的結(jié)果穩(wěn)定性好、精度較高，可以滿足高精度線性電流源的輸出要求。

7.結(jié)束語(yǔ)

本文在充分考慮低成本的條件下設(shè)計(jì)了由運(yùn)算放大器及場(chǎng)效應(yīng)管構(gòu)成的鏡像電流源，該電路具有電路簡(jiǎn)單、線性度高的特點(diǎn)，經(jīng)過測(cè)試證明該電流源精度高，穩(wěn)定性好，電流源的輸出電流對(duì)溫度、電源電壓、負(fù)載阻抗的變化及干擾有很強(qiáng)的抵抗能力，工程實(shí)用價(jià)值顯著。

參考文獻(xiàn)

[1]康華光，陳大欽.電子技術(shù)基礎(chǔ)[M].高等教育出版社.

電流源范文第2篇

關(guān)鍵詞：恒流源；大功率；步進(jìn)

本設(shè)計(jì)采用ADuC812單片機(jī)作為整機(jī)的控制核心，通過單片機(jī)自帶的D/A轉(zhuǎn)換器輸出的模擬信號(hào)經(jīng)過放大器處理后控制大功率MOS管，使其輸出電流在200mA～2000mA之間。利用取樣電阻完成輸出電流/電壓轉(zhuǎn)換后送入A/D轉(zhuǎn)換器，實(shí)現(xiàn)單片機(jī)對(duì)輸出電流的實(shí)時(shí)檢測(cè)與顯示功能。另外，通過按鍵還可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電流的步進(jìn)加、減功能。

1 ADuC812單片機(jī)

ADuC812的內(nèi)核中，集成了一個(gè)高性能8位MCU，這個(gè)MCU帶有片內(nèi)可再編程的非易失性閃存/電擦除程序寄存器，并控制片內(nèi)多通道（8個(gè)輸入通道）的12位ADC。這樣大大減少了帶A/D、D/A轉(zhuǎn)換嵌入式控制系統(tǒng)的開發(fā)和設(shè)計(jì)成本，并且體積小，電路更加簡(jiǎn)單化。

2 電源部分

本控制系統(tǒng)由單片機(jī)及其電路組成，需要+5V、±12V、+18V三組電源。+5V為微處理電路供電電源；±12V為穩(wěn)流電路電源，給放大器供電；+18V為提供基準(zhǔn)電源，作為恒流源電源。

2.1 大功率電流源

改變負(fù)載電阻，輸出電壓要在10V以內(nèi)變化，而輸出的電流維持恒定，考慮到后續(xù)電路電能損耗以及其他設(shè)備的電能損耗，選擇18V的輸出電壓。

設(shè)計(jì)中選用由7818及大功率三極管構(gòu)成的穩(wěn)壓電源，分別經(jīng)過交流變壓器、二極管橋式整流、阻容濾波，最后經(jīng)過三端穩(wěn)壓得到一穩(wěn)定的18V電源。由于7818在實(shí)際工作中不能提供足夠大的電流，為了能夠保證2A電流的輸出，在7818的輸出端接上一個(gè)大功率NPN型的三極管，經(jīng)過其電流放大后，得到3A（要求為2A，1A為余量）電流。

2.2 微處理電路供電電源

設(shè)計(jì)中采用+5V為微處理器供電，穩(wěn)壓器件選用LM7805，輸入端接入0.33uF的電容器，作用是抑制輸入的過電壓，保證LM7805的輸入-輸出電壓差不會(huì)瞬間超過允許值。而輸出端一般接入0.1uF的電容器，便可改善負(fù)載的瞬態(tài)相應(yīng)，但是為了減小紋波電壓，有時(shí)在穩(wěn)壓器的輸出端并入一只大容量電解電容器。

2.3 放大器供電電路

設(shè)計(jì)中采用±12V給放大器供電，所采用的三端穩(wěn)壓器件為L(zhǎng)M7812和LM7912。

使用電源變壓器將交流電網(wǎng)電壓220V變成要求的交流電壓，再通過橋式整流電路將交流電壓變成脈動(dòng)的直流電壓。整流后的脈動(dòng)的直流電壓通過濾波電路加以濾除，得到平滑的直流電壓。但這樣的電壓還隨電網(wǎng)的電壓波動(dòng)、負(fù)載和溫度的變化而變化。因而在整流、濾波電路之后，還需接穩(wěn)壓電路。最終經(jīng)三端穩(wěn)壓器LM7812和LM7912分別輸出+12V、-12V電壓。

2.4 恒流電路模塊

恒流模塊是根據(jù)帶有放大環(huán)節(jié)的反饋調(diào)整型恒流電路原理制成。它由基準(zhǔn)電壓源、比較放大器，調(diào)整單元和采樣單元等幾部分構(gòu)成。直流電源的電壓擾動(dòng)所引起的電流的變化通過內(nèi)部反饋得到抑制，比較放大器需選用低漂移高增益運(yùn)算放大器。調(diào)整單元決定模塊的輸出電流容量和主要的電性能，本文以增強(qiáng)型MOS管IRF540作為調(diào)整管進(jìn)行分析與設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)恒流輸出。

3 顯示設(shè)計(jì)

測(cè)量和顯示范圍為200mA～2000mA，所以采用4位數(shù)顯示即可達(dá)到要求。本設(shè)計(jì)中采用MAX7219驅(qū)動(dòng)器，可僅用3根信號(hào)線就可以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的傳輸與顯示，MAX7219也可用來顯示四數(shù)位。

4 結(jié)論

ADuC812的應(yīng)用開發(fā)比較方便，它的內(nèi)核是國(guó)內(nèi)技術(shù)人員都很熟悉的8051，現(xiàn)有的軟件都可以直接移植。由于 ADuC812 可通過特殊功能寄存器控制ADC、DAC、I2C等芯片，故其 A/D和D/A轉(zhuǎn)換程序、I2C控制程序都比傳統(tǒng)的8051加芯片的結(jié)構(gòu)來得簡(jiǎn)單、容易。因此，采用ADuC812作為本系統(tǒng)的核心芯片使設(shè)計(jì)變得簡(jiǎn)單、方便、實(shí)用。

[參考文獻(xiàn)]

[1]李占師.中國(guó)電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展?fàn)顩r與分析[N].中國(guó)電源學(xué)會(huì)，1995：1.

[2]王新.高精度高穩(wěn)定度電流源研究[D].華中科技大學(xué)碩士論文，1998年6月：3-4.

[3]線性電源、可控硅電源、開關(guān)電源電路簡(jiǎn)介，http：///.

電流源范文第3篇

1 概述

AM442是一個(gè)用于處理差分電橋信號(hào)的電壓電流轉(zhuǎn)換接口集成電路。它不僅能通過二線制方式將輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成標(biāo)準(zhǔn)的4-20mA電流信號(hào)，而且也能通過三線制方式輸出0/4-20mA的電流信號(hào)。

AM442由三部分組成，一是用于差分信號(hào)放大的高精度前置放大器（I A），二是高度穩(wěn)定的可調(diào)參考電壓源（4.5～10V），該電壓源同時(shí)可作為外接器件的激勵(lì)電源，三是由電壓控制的電流輸出級(jí)，用于將電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換成電流輸出(0/4-20mA，12±8mA輸出)。此外，AM442還有一個(gè)附加的可作為電壓源或電流源的運(yùn)算放大器，因此AM442可以適應(yīng)工業(yè)上的不同需求，此外，只要外接少量元件，就可使AM442成為一個(gè)用途廣泛的電壓電流轉(zhuǎn)換接口電路。

表1 AM442的引腳功能

管  腳名    稱簡(jiǎn)    介1RS+檢測(cè)電阻+2Vcc工作電壓3RS-檢測(cè)電阻-4OUT輸出5CVREF電流電壓源6VCRET電流電壓源調(diào)節(jié)7SET輸出偏置電流設(shè)定8IN-反向信號(hào)輸入9IN+正向信號(hào)輸入10GAIN-增益調(diào)節(jié)11GAIN增益調(diào)節(jié)12GAIN+增益調(diào)節(jié)13VSET參考電壓選擇14GNDIC接地15VREF參考電壓源輸出16DIS輸出級(jí)控制2 引腳功能和主要特點(diǎn)

AM442的引腳圖如圖1所示。各引腳的詳細(xì)功能如表1所列。AM442有以下主要特點(diǎn)：

*工作電壓范圍寬達(dá)6～35V；

*工作溫度范圍為-40～+85℃；

*帶有4.5～10V可調(diào)的高度穩(wěn)定參考電壓源；

*帶有高精度前置放大器（輸入信號(hào)范圍大）；

*帶有附加的電壓和電流源；

*增閃系數(shù)和偏置可調(diào)；

*二線方式輸出為4～20mA；

*三線方式輸出為0/4～20mA；

*輸出電流范圍可調(diào)；

*內(nèi)置極性保護(hù)；

*過載時(shí)可自動(dòng)切斷輸出電流（可選擇）；

*帶有過流和超溫保護(hù)功能。

3 電路原理

AM442是一個(gè)用于處理差分電橋信號(hào)的電壓/電流轉(zhuǎn)換接口集成電路。通過少量的外接元件就可以輸出電流，而且可在一個(gè)較大的范圍內(nèi)調(diào)整。除了外接電阻Ro到Rs和電容C1(C2)之外，要使電路正常工作，還需要一個(gè)外接的三極管和一個(gè)起保護(hù)作用的二極管（見圖2、圖3）。外接的三極管可降低AM442的耗散功率。同時(shí)，在選擇二極管和三極管時(shí)也要注意它們本身的耗散功率，AM442由三個(gè)基本單元組成，第一部分為輸入級(jí)，第二部分為輸出級(jí)，第三部分為可調(diào)的參考電壓源。其框圖如圖2所示。

3.1 輸入緩沖放大器

AM442的輸入級(jí)是一個(gè)高精度的前置放大器。它有較大的增益調(diào)節(jié)范圍，能適應(yīng)不同的差分輸入信號(hào)，因而可用于各種不同變化范圍的傳感器信號(hào)處理。增益系數(shù)的大小由外接電阻來決定。

3.2 電流輸出級(jí)

在電流輸出端，借用于內(nèi)置參考電壓源，并通過外接電阻調(diào)節(jié)偏置電壓，即可調(diào)節(jié)輸出電流的最小值Iset。輸出電流Iout是通過集成電路管腳4（OUT）控制的三極管T1輸出的。AM442的一個(gè)特別功能可通過管腳16（DIS）來實(shí)現(xiàn)，如果管腳DIS與參考電壓管腳15（VREF）相連，那么在輸入信號(hào)過載時(shí)，輸出電流會(huì)自動(dòng)切斷。如果管腳16（DIS）空著，那么輸出電流不會(huì)因?yàn)檩斎胄盘?hào)過載而自動(dòng)切斷。

此外，當(dāng)芯片溫度過高時(shí)，AM422會(huì)自動(dòng)切斷輸出電流。

3.3 參考電壓源

AM442中的參考電壓源，可用作需要恒定電壓的傳感器或其它外接電路的供電電源。它可通過外接的電壓分配器提供從4.5V～10V的任意一個(gè)數(shù)值的電壓源。

圖3 三線輸出應(yīng)用電路

    4.1 三線輸出應(yīng)用電路

AM442典型的三線輸出應(yīng)用如圖3所示。在三線方式輸出時(shí)，管腳2（Vcc）和管腳1(RS+)相聯(lián)，管腳14（GND）與地Ground相聯(lián)，電路的輸出增益系數(shù)可由外接電阻R1和R2來調(diào)節(jié)。AM442在該方式工作時(shí)，電路具有過流關(guān)斷功能。

該例中，如需輸出電流在0～20mA之間變化，那么，在偏置電流Iset為零（管腳7與管腳14相聯(lián)）時(shí)。根據(jù)轉(zhuǎn)換公式，其輸出電流Iout應(yīng)為：

Iout=VinGin/R0

同時(shí)，在電源電壓和集成電路的最小工作電壓Vcc(min)為6V時(shí)，它們與負(fù)載電阻RL之間的關(guān)系必須滿足下面的式子，整個(gè)電路才能正常工作：

Vs據(jù)≥IoutmaxRL+6V

若將附加的運(yùn)算放大器作為恒流源來使用。那么，用于傳感器的橋式電路中的恒流源電流Is，可通過外接電阻Rset來確定，公式為：

Is=VBG/RSET

式中，VBG應(yīng)取1.27V。實(shí)際上，在輸出電流范圍為0～20mA(三線方式輸出)時(shí)，如果輸入電壓Vin的范圍為0～250mV，VREF=5V,Gin=2，那么，其主要外接元件的取值應(yīng)為:R0=25Ω,R1=22kΩ，R2=22kΩ，R5=40Ω,RL=0～600Ω,C1=2.2μF。

圖4 二線輸出應(yīng)用電路

    4.2 二線方式輸出應(yīng)用電路

電流源范文第4篇

關(guān)鍵詞：分配式電源；配電網(wǎng)；電流保護(hù)

中圖分類號(hào)：TM421 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：

一、DG的故障電流特性

DG包括熱電聯(lián)產(chǎn)（CHP）發(fā)電、微型燃?xì)廨啓C(jī)發(fā)電、小型水力發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電、太陽(yáng)能發(fā)電、生物質(zhì)能發(fā)電、燃料電池等。按照DG與配電網(wǎng)的接口方式不同，DG可分為變流器類電源和電機(jī)類電源。

1.電機(jī)類DG

通過同步發(fā)電機(jī)或異步發(fā)電機(jī)直接連接到配電網(wǎng)的DG屬于電機(jī)類DG。通常，CHP發(fā)電和小型水力發(fā)電等采用同步發(fā)電機(jī)直接并網(wǎng)，而風(fēng)力發(fā)電一般采用SCIG或DFIG直接并網(wǎng)。根據(jù)文獻(xiàn)，在并網(wǎng)點(diǎn)發(fā)生短路時(shí)，同步發(fā)電機(jī)輸出的起始短路電流可達(dá)額定電流的7倍左右。如果短路點(diǎn)距離DG安裝點(diǎn)較遠(yuǎn)，考慮到線路阻抗和非理想金屬性短路，實(shí)際短路電流會(huì)小一些。根據(jù)文獻(xiàn)，在并網(wǎng)點(diǎn)發(fā)生短路時(shí)，SCIG提供的起始短路電流約為額定電流的5~7倍，此后經(jīng)過約3~10個(gè)周期逐漸衰減到零。根據(jù)文獻(xiàn)，在并網(wǎng)點(diǎn)發(fā)生短路時(shí)，DFIG會(huì)產(chǎn)生8~10倍于額定電流的起始短路電流，然后逐漸衰減。若在短路期間，DFIG的轉(zhuǎn)子功率控制器仍維持有效，則DFIG會(huì)提供持續(xù)的短路電流，但其值會(huì)限制在略高于負(fù)荷電流。但若發(fā)生短路時(shí)，Crowbar電路起作用，將轉(zhuǎn)子繞組短接，則DFIG的短路電流特性與SCIG類似，穩(wěn)態(tài)短路電流趨于零。

2.變流器類DG

通常，燃料電池、光伏電池、直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電、微型燃?xì)廨啓C(jī)和儲(chǔ)能裝置等都是通過變流器并網(wǎng)的。變流器類DG的限流特性取決于變流器的控制與保護(hù)策略。接入到配電網(wǎng)運(yùn)行的變流器類電源基本上采用三相電壓源變流器（VSC），其直流母線接收來自DG或儲(chǔ)能裝置的直流電，由VSC將直流電逆變?yōu)榕c電網(wǎng)電壓同步的交流電，經(jīng)過連接電抗器的緩沖和濾波后接入配電網(wǎng)中。VSC存在直接電流控制和間接電流控制2種基本控制策略，其短路電流特性顯著不同。直接電流控制方式可以實(shí)時(shí)控制交流電流的瞬時(shí)值］。在并網(wǎng)點(diǎn)發(fā)生短路時(shí)，DG向短路點(diǎn)提供的短路電流始終可以控制在設(shè)定的允許過電流范圍（一般為1.2~1.5倍的額定電流）之內(nèi)。對(duì)于間接電流控制，由于存在調(diào)節(jié)過程，在配電網(wǎng)發(fā)生短路時(shí)，將會(huì)出現(xiàn)一個(gè)暫態(tài)過程。次暫態(tài)短路電流的大小取決于變流器的電路參數(shù)，一般不超過4倍額定電流，穩(wěn)態(tài)短路電流將限制在過電流設(shè)定值范圍（一般為1.2~1.5倍的額定電流）之內(nèi)。

二、含DG配電網(wǎng)的短路電流計(jì)算

含DG配電網(wǎng)的短路電流計(jì)算依賴于配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)、DG接入位置，以及所有無源和有源元件的等值模型。配電網(wǎng)的短路電流在短路期間是一個(gè)動(dòng)態(tài)變化過程，要求一個(gè)模型能夠反映短路全電流的變化過程非常困難，因此，短路電流特性常用一個(gè)最大的次暫態(tài)短路電流（起始短路電流）和一個(gè)最小的穩(wěn)態(tài)短路電流來表征。而對(duì)配電自動(dòng)化系統(tǒng)故障定位影響較大的主要是次暫態(tài)短路電流。含DG配電網(wǎng)的短路電流計(jì)算一般遵循以下步驟：首先建立DG的等效電路，電機(jī)類和采用間接電流控制的變流器類DG等效為電壓源和次暫態(tài)電抗的串聯(lián)形式，而采用直接電流控制策略的變流器類DG等效為電流源；之后將DG的等效模型、配電網(wǎng)各元件以及系統(tǒng)側(cè)等效電源按照元件之間的電路連接關(guān)系連接起來，形成配電網(wǎng)的短路分析模型；再根據(jù)電路連接關(guān)系，求取各電源點(diǎn)（包括配電網(wǎng)的系統(tǒng)等效電源）單獨(dú)在網(wǎng)絡(luò)中引起的短路電流，即該電源對(duì)短路電流的貢獻(xiàn)；所有電源產(chǎn)生的短路電流之和即為系統(tǒng)的總短路電流。上述短路電流沒有包含非周期分量，饋線終端、配電終端中故障電流檢測(cè)雖然采用傅里葉算法，但由于存在互感器和采樣誤差，以及非周期分量影響難以完全排除，在設(shè)置電流定值時(shí)需采取乘系數(shù)的方式加以考慮。

三、DG配電網(wǎng)電流保護(hù)的解決策略

DG接入配電網(wǎng)后，會(huì)改變配電網(wǎng)的短路電流水平和方向。由于DG容量一般較小，提供的短路電流也較小，而且短路電流會(huì)受到光照和風(fēng)速等自然因素影響，因此，增加了繼電保護(hù)配合的困難。但也由于DG提供的短路電流較小，對(duì)配電自動(dòng)化系統(tǒng)的故障定位一般不會(huì)造成較大影響，利用這個(gè)特點(diǎn)，完全有可能采用附錄A所述的基于故障電流的傳統(tǒng)故障定位規(guī)則或者是對(duì)其稍加改進(jìn)就能實(shí)現(xiàn)故障定位。

1.DG接入的相關(guān)限制

為了減少DG對(duì)配電網(wǎng)的影響，對(duì)DG的接入一般有以下限制。1）國(guó)家電網(wǎng)公司標(biāo)準(zhǔn)Q/GDW480-2010《分布式電源接入電網(wǎng)技術(shù)規(guī)定》要求，DG總?cè)萘吭瓌t上不超過上一級(jí)變壓器所供區(qū)域負(fù)荷的25％。2）IEEE起草的DG并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)Std 1547.2中，定義了剛性系數(shù)（SR）的概念。SR定義為公共連接點(diǎn)（PCC）含DG的配電網(wǎng)短路容量與DG短路容量之比，并要求SR不能低于20。SR反映了DG對(duì)PCC處短路電流的貢獻(xiàn)。

2.DG接入上游母線的情形

對(duì)于DG接入上游母線的情形，無論接入數(shù)量多少，在SR滿足Std 1547.2標(biāo)準(zhǔn)要求的情況下，根據(jù)故障電流信息，采用基于故障電流的傳統(tǒng)故障定位規(guī)則就能實(shí)現(xiàn)故障定位。但是，需要將DG接入點(diǎn)開關(guān)和DG出口斷路器處的配電終端的故障電流信息上報(bào)閾值均根據(jù)主電源的短路電流設(shè)置，使流過主電源所提供的短路電流時(shí)超過該閾值而上報(bào)故障電流信息，但流過DG所提供的短路電流時(shí)不超過該閾值而不上報(bào)故障電流信息。

3.DG接入饋線的情形

對(duì)于DG接入饋線的情形，當(dāng)某個(gè)區(qū)域發(fā)生故障時(shí)，除了該區(qū)域的主電源側(cè)端點(diǎn)會(huì)流過主電源所提供的短路電流以外，對(duì)于該區(qū)域與DG連接的端點(diǎn)也會(huì)流過相應(yīng)DG提供的短路電流。若主電源提供的短路電流與DG提供的短路電流相差較大時(shí)，可以設(shè)置故障電流上報(bào)閾值，當(dāng)流過主電源所提供的短路電流時(shí)超過該閾值而上報(bào)故障電流信息，而流過DG提供的短路電流時(shí)未超過該閾值而不上報(bào)故障電流信息，從而根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則就可以進(jìn)行故障定位。但是，若主電源所提供的短路電流與DG提供的短路電流相差不大時(shí)，則難以使設(shè)置故障電流上報(bào)閾值達(dá)到上述目的，根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則進(jìn)行故障定位會(huì)發(fā)生誤判。

四、結(jié)束語(yǔ)

1）選擇含DG配電網(wǎng)的配電自動(dòng)化系統(tǒng)故障定位策略的一般原則是：如果可以找到一個(gè)閾值，能可靠地將來自主電源的短路電流和來自DG的短路電流區(qū)分開來，只有流過來自主電源的短路電流時(shí)配電自動(dòng)化終端才上報(bào)故障電流信息，則可以根據(jù)故障電流信息采用傳統(tǒng)故障定位規(guī)則進(jìn)行故障定位。2）當(dāng)限制分散接入每條饋線的DG總?cè)萘坎怀^該饋線最嚴(yán)酷情形下所帶負(fù)荷的25％時(shí)，城市電纜配電網(wǎng)根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則基本上都能正確進(jìn)行故障定位，對(duì)于架空配電網(wǎng)在供電距離較短時(shí)，也可以根據(jù)故障電流信息依靠傳統(tǒng)故障定位規(guī)則進(jìn)行故障定位，在供電距離較長(zhǎng)、接納DG尤其是電機(jī)類DG的容量偏高時(shí)，則須采用改進(jìn)的故障定位策略。

參考文獻(xiàn)：

電流源范文第5篇

關(guān)鍵詞：振蕩器；開關(guān)電源；鋸齒波振蕩器；基準(zhǔn)電壓

近年來，開關(guān)電源芯片被廣泛應(yīng)用于通信電子產(chǎn)品的電源供電系統(tǒng)。目前，開關(guān)電源主要采用PWM控制電路，鋸齒波振蕩器是PWM控制電路的核心功能部件。在電源電壓、溫度、工藝和環(huán)境負(fù)載變化或者漂移的條件下，要求振蕩器能夠產(chǎn)生頻率穩(wěn)定的信號(hào)輸出。許多鋸齒波振蕩器雖然具有穩(wěn)定性好、精度高的特點(diǎn)，但受環(huán)境溫度和電源電壓影響較大，基于以上要求，本文設(shè)計(jì)一種鋸齒波產(chǎn)生電路。

1 電路結(jié)構(gòu)及原理

1.1 電路整體框架及原理

圖1為RC振蕩器的原理圖。本文提出的鋸齒波振蕩器主要由三部分構(gòu)成，一部分是基準(zhǔn)產(chǎn)生的電流I1和I2，一部分由電容C和開關(guān)K1、K2組成，最后一部分是控制電路。

該電路利用基準(zhǔn)源產(chǎn)生的電流I1對(duì)電容C進(jìn)行充電，利用電流I2進(jìn)行放電，從而產(chǎn)生對(duì)開關(guān)K1和K2的控制信號(hào)。

產(chǎn)生脈沖的工作過程如下：假設(shè)輸出信號(hào)Um為低電平，使開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷。這時(shí)電流I1對(duì)C進(jìn)行充電，使a點(diǎn)電壓Ua升高，經(jīng)過控制電路作用后，使輸出信號(hào)Um變?yōu)楦唠娖剑蝗缓螅琔m使開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，電流I2對(duì)C進(jìn)行放電，使a點(diǎn)電壓Ua降低，輸出Um又變?yōu)榈碗娖健ｋ娐啡绱朔磸?fù)循環(huán)工作，便在輸出端產(chǎn)生振蕩信號(hào)，Ua是產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)。

1.2 具體電路設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)

振蕩器實(shí)際電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中Uref引腳輸入的是來自帶隙基準(zhǔn)的參考電壓，Um是輸出給后級(jí)的最大占空比信號(hào)，Uout是所要求的鋸齒波輸出信號(hào)。

圖1中的開關(guān)S1、S2分別由PMOS管VT4和VT5代替。因此，圖1中的倒相器在具體電路中便不需要實(shí)現(xiàn)。在集成電路中不易直接實(shí)現(xiàn)精確的電流源，所以先產(chǎn)生一個(gè)精確的參考電壓Uref，然后通過一個(gè)U-I變換電路，產(chǎn)生兩個(gè)精確的充放電電流I1和I2。圖2中的電阻R是外接的精密電阻，電路中運(yùn)放將B點(diǎn)電位鉗位在參考電壓Uref，因此流過R的電流為

假設(shè)振蕩器輸出信號(hào)Um初始值為低電平，VT4打開，VT5關(guān)斷，電流通過VT4流到電容，電容進(jìn)行充電。此時(shí)Ua低于VH，COMP1輸出高電平，Ua高于VL，COMP2也輸出高電平，Um保持低電平。直到C的電壓上升到高于VH一點(diǎn)，COMP1輸出低電平，使得Um翻轉(zhuǎn)為高電平。此時(shí)VT5打開，VT4關(guān)斷，電流通過VT5，電容C通過VT6支路進(jìn)行放電，逐漸減小。直到C的電壓降低到低于VL一點(diǎn)，COMP2輸出低電平，Um翻轉(zhuǎn)為低電平。電路如此循環(huán)，在輸出端產(chǎn)生振蕩信號(hào)。

如圖3所示，門限電壓是由Uref1對(duì)Uref2產(chǎn)生，Uref1對(duì)Uref2是來自基準(zhǔn)模塊的電壓，不隨溫度和電源電壓變化，所以VH和VL基本保持恒定。

1.3 輸出頻率的計(jì)算

不同的充放電電流決定了輸出高低電平的不同脈寬，所以決定了方波信號(hào)的占空比。具體原理如下：

在一個(gè)充放電周期內(nèi)設(shè)電容的充電時(shí)間為Tr，放電時(shí)間為Tf，電容充放電的周期為Ts，由電容的電流公式：

從而 Ts≈Tr

得到鋸齒波的下降沿近似垂直。通過調(diào)整電容C或者R的大小，可以得到預(yù)期的鋸齒波振蕩周期為Ts=7.6μs，即振蕩器的周期為132kHz。其中VH和VL都是由基準(zhǔn)電壓而得到的，故不隨外界條件變化，從而使振蕩頻率不受電源電壓和溫度的影響而維持恒定。

2 仿真結(jié)果與分析

此電路采用TSMC 0.5μm工藝實(shí)現(xiàn)，用Spectre進(jìn)行仿真。在5.8V電源輸入，27℃環(huán)境溫度下，圖4是振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)以及最大占空比輸出信號(hào)，由仿真結(jié)果可知鋸齒波的頻率精確控制在132kHz，且上升沿線性度好，下降沿陡峭，最大占空比達(dá)。

表1給出了振蕩器在不同電源電壓和溫度下的振蕩周期仿真結(jié)果，由表格所示結(jié)果可知，振蕩頻率最小為129kHz，最大為135kHz。頻率漂移范圍在±3%內(nèi)，可見頻率隨電源電壓和溫度變化的影響較小，振蕩器的精度較高。

參考文獻(xiàn)

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